Quantum $J_1$--$J_2$ antiferromagnet on the stacked square lattice Influence of the interla
a r X i v :c o n d -m a t /0604172v 2 [c o n d -m a t .s t r -e l ] 17 O c t 2006
Quantum J 1–J 2antiferromagnet on the stacked square lattice:In?uence of the
interlayer coupling on the ground-state magnetic ordering
D.Schmalfu?,1R.Darradi,1J.Richter,1J.Schulenburg,2and D.Ihle 3
1
Institut f¨u r Theoretische Physik,
Universit¨a t Magdeburg,39016Magdeburg,Germany 2
Universit¨a tsrechenzentrum,Universit¨a t Magdeburg,
D-39016Magdeburg,Germany 3
Institut f¨u r Theoretische Physik,
Universit¨a t Leipzig,04109Leipzig,Germany
Using the coupled-cluster method (CCM)and the rotation-invariant Green’s function method
(RGM),we study the in?uence of the interlayer coupling J ⊥on the magnetic ordering in the ground state of the spin-1/2J 1-J 2frustrated Heisenberg antiferromagnet (J 1-J 2model)on the stacked square lattice.In agreement with known results for the J 1-J 2model on the strictly two-dimensional square lattice (J ⊥=0)we ?nd that the phases with magnetic long-range order at small J 2
The properties of the frustrated spin-1/2Heisen-berg antiferromagnet (HAFM)with nearest-neighbor J 1and competing next-nearest-neighbor J 2coupling (J 1-J 2model)on the square lattice have attracted a great deal of interest during the last ?fteen years (see,e.g.,Refs.1–12and references therein).The recent synthesis of layered magnetic materials 13,14which can be described by the J 1-J 2model has stimulated a renewed interest in this model.It is well-accepted that the model exhibits two magnetically long-range ordered phases at small and at large J 2separated by an intermediate quantum param-agnetic phase without magnetic long-range order (LRO)in the parameter region J c 1
The properties of quantum magnets strongly depend on the dimensionality.15Though the tendency to order is more pronounced in three-dimensional (3d)systems than in low-dimensional ones,a magnetically disordered phase can also be observed in frustrated 3d systems such as the HAFM on the pyrochlore lattice 16or on the stacked kagom′e lattice.17On the other hand,recently it has been found that the 3d J 1-J 2model on the body-centered cu-bic lattice does not have an intermediate quantum para-magnetic phase.18,19Moreover,in experimental realiza-tions of the J 1-J 2model the magnetic couplings are ex-pected to be not strictly 2d,but a ?nite interlayer cou-pling J ⊥is present.For example,recently Rosner et
al.14have found J ⊥/J 1～0.07for Li 2VOSiO 4,a ma-terial which can be described by a square lattice J 1-J 2model with large J 2.13,14
This motivates us to consider an extension of the J 1-J 2model,namely the J 1-J 2spin-1/2HAFM on the stacked square lattice described by the Hamiltonian
H = n
J 1
ij s i,n ·s j,n +J 2 [ij ]
s i,n ·s j,n +J ⊥
i,n
s i,n ·s i,n +1,(1)
where n labels the layers and J ⊥≥0is the interlayer
coupling.The expression in brackets represents the J 1-J 2model of the layer n with intralayer couplings J 1=1and J 2≥0.The main problem we would like to study is the in?uence of J ⊥on the existence of the intermediate quan-tum paramagnetic GS phase.Note that the exact diago-nalization widely used for the study of the strictly 2d J 1-J 2model,see,e.g.,Refs.2–4,is not appropriate for the 3d problem under consideration.Therefore,we use the coupled-cluster method (CCM)6,20–24and the rotation-invariant Green’s function method (RGM).5,17,26,28–30Both methods have been successfully applied to quan-tum spin systems in arbitrary dimension and are able to deal with frustration.
Let us brie?y illustrate some basic features of the CCM.For more details the reader is referred to Refs.6and 20–24.The starting point for the CCM calcula-tion is the choice of a reference state |Φ .For |Φ of the considered spin system we choose the two-sublattice N′e el state for small J 2but a collinear state for large J 2.To treat each site equivalently we perform a rotation of the local axis of the spins such that all spins in the ref-erence state align along the negative z axis,i.e.,in the rotated coordinate frame we have |Φ =|↓ |↓ |↓ ....Note that in this new frame the Hamiltonian is modi?ed,
2
and |Φ =|↓ |↓ |↓ ...is not an eigenstate of this modi?ed Hamiltonian,see,e.g.Refs.20,21,23.For the ket GS |Ψ with H |Ψ =E |Ψ an exponential ansatz |Ψ =e S |Φ is used,where the correlation operator S is given by S = I =0S I C +I .The C +
I
represent a set of multi-spin creation operators C +I =s +i ,s +i s +j ,s +i s +j s +
k ,....
The application of all the C +
I on |Φ creates a complete set of states,which may contribute to |Ψ .The corre-lation operator S contains the coe?cients S I which are determined by requiring that the expectation value of H is a minimum.The order parameter M is given by the expectation value of s z i .
For the considered quantum many-body model it is necessary to use approximations in order to truncate the expansion of S .We use the well elaborated LSUB n scheme 20,21,23in which in the correlation operator S all multi-spin correlations over all distinct locales on the lat-tice de?ned by n or fewer contiguous sites are taken into account.For example,within the LSUB4scheme one in-cludes multi-spin creation operators of one,two,three or four spins distributed on arbitrary clusters of four con-tiguous lattice sites.The number of these fundamental con?gurations can be reduced exploiting lattice symme-try and conservation laws.In the CCM-LSUB8approx-imation we have ?nally 25953(43070)fundamental con-?gurations for the N′e el (collinear)reference state.To solve the set of the corresponding ket equations we use parallel computing.25
Since the LSUB n approximation becomes exact for n →∞,it is useful to extrapolate the ’raw’LSUB n data to n →∞.An appropriate extrapolation rule for the or-der parameter of systems showing a GS order-disorder transition is the ’leading power-law’extrapolation 23M (n )=c 0+c 1(1/n )c 2,where the results of the LSUB4,6,8approximations are used for the extrapola-tion.For the GS energy per spin e (n )=a 0+a 1(1/n 2)+a 2(1/n 4)is a reasonable extrapolation ansatz.22
Next we give a brief illustration of the spin-rotation-invariant Green’s function method.26,27More details can be found in Refs.5,17,28and 30.Considering the equations of motion for the commutator Green’s func-tion s +q ;s ?
q ωand supposing spin-rotation invariance,
i.e. s z m ≡0,we get ω2
s +q ;s ?q ω= i ˙s +q ,s ?q ? + ?¨s +q ;s ?q
ω.To treat the operator ¨s +q containing prod-ucts of three spin operators along nearest-neighbor se-quences,a decoupling procedure in the spirit of Ref.26
is performed.For example,the operator product s ?A s +B s +
C is replaced by ηA,B s ?A s +B s +C +ηA,C s ?A s +C s +B ,where A,B,C represent spin sites.The introduction of vertex parameters ηγ,μis aimed to improve the approximation and to ful?ll fundamental constraints like the sum rule.By analogy with Refs.5and 28we use four di?er-ent vertex parameters,namely η1 related to the corre-lator c 1,0,0,η1⊥related to c 0,0,1,η2commonly related to c 2,0,0,c 2,1,0,c 2,2,0,c 1,0,1,c 1,1,1,c 0,0,2,and η3re-lated to c 1,1,0.The correlators are de?ned as c k,l,m ≡c R = s +0s ?
R =2 s 0s R /3with the lattice vector
R =k a 1+l a 2+m a 3and have to be determined self-consistently.Performing the approximations mentioned above we obtain s +q ;s ?q ω=m q /(ω2?ω2q ),where
for m q and ω2
q explicit equations can be given.The
equation for ω2
q contains the four vertex parameters and the nine correlators mentioned above.The correlators can be expressed by the Green’s function using the spec-tral theorem.To determine the four vertex parameters we use the sum rule c 0,0,0=1/2and require that the static susceptibility χ+?
q =?lim ω→0 s +q ;s ?q ωhas to be isotropic in the limit q →0.17,28,30The remain-ing two equations are obtained as follows:First we use the relation η3=(η2e ?J 2+J 2η1 )(1+J 2)?1which was successfully applied in Ref.5to the 2d J 1-J 2model.This relation interpolates between the two limiting cases J 2→0and J 2→∞and takes care of the relation lim J 2→0c 1,0,0=lim J 2→∞c 1,1,0.Finally we use,following Ref.5,an approximative expression for the GS energy per spin e input 0
=3J 1c 1,0,0+3J 2c 1,1,0+3J ⊥c 0,0,1/2as an addi-tional input.For the stacked HAFM considered we make
the ansatz e input 0
(J 2,J ⊥)=f 1(J ⊥)+f 2(J 2)(note that J 1=1).To ?x f 2we use the exact diagonalization result for the GS energy of the ?nite 2d J 1-J 2model (J ⊥=0)
of N =32spins,i.e.we set f 2(J 2)=e N =32
(J 2,J ⊥=0).To ?x f 1we use the GS energy of the unfrustrated stacked square lattice e SW 0(J 2=0,J ⊥)calculated by linear spin-wave theory and set f 1(J ⊥)=e SW 0(J 2=
0,J ⊥)?e N =32
0(J 2=0,J ⊥=0)this way taking into ac-count the e?ect of the interlayer coupling and a ?nite-size correction.
To discuss GS magnetic order-disorder transitions we consider the magnetic order parameter.In the RGM scheme 26–28,30the correlation function s 0s R at T =0is given by s 0s R =
3
2ωq
e ?i qR +
3
3
0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5
M
J ⊥= 0.05J ⊥= 0.20J ⊥= 0.40
0.1 0.2 0.3 0.4 0
0.25
0.5
0.75
1
M
J 2
(b)CCM
(a)
RGM
J ⊥= 0.05J ⊥= 0.15J ⊥= 0.25
FIG.1:Magnetic order parameter M versus J 2for various strengths of the interlayer coupling J ⊥.(a):RGM,(b):CCM
tions of J ⊥.To determine these transition points we cal-culate the order parameters for various J ⊥to ?nd those values J 2=αNeel (J ⊥)and J 2=αcoll (J ⊥)where the or-der parameters vanish.In Fig.1we present some typical curves showing the order parameters versus J 2for some values of J ⊥.Both approaches lead to qualitatively com-parable results.The magnetic order parameters of both magnetically long-range ordered phases vanish continu-ously as it is typical for second-order transitions.Note,however,that there are arguments 3,9that the
transition from the collinear phase to the quantum paramagnetic phase should be of ?rst order.The order parameters are monotonously increasing with J ⊥,and the transition points αNeel and αcoll move together.In Fig.2we present these transition points in dependence on J ⊥.Close to the strictly 2d case,i.e.for small J ⊥?1,the in?uence of the interlayer coupling is largest.For a characteristic value
of J ?⊥≈0.31(0.19)for the RGM (CCM)approach the transition points αNeel and αcoll meet each other.
For larger J ⊥exceeding J ?
⊥we have a direct ?rst-order transition between both types of magnetic LRO as it is also observed in the classical model and in the 3d quan-tum J 1-J 2model on the body-centered cubic lattice.18,19
0.25
0.5
0.75 1
J 2
0.25
0.5
0.75 0 0.05 0.1 0.15
0.2 0.25 0.3
J 2
J ⊥
FIG.2:Ground-state phase diagram.(a):RGM,(b):CCM.The solid lines show those values of J 2where the order param-eters vanish.The dashed line in (b)represents those values of J 2where the two energies calculated for the N′e el and collinear reference state become equal.
However,the description of this ?rst-order transition is not possible within the RGM approach.The reason is that the approximative expression for the GS energy per spin e input 0
used as an input is a smooth function of J 2,whereas a ?rst-order GS transition is characterized by a kink in e 0.As a consequence we ?nd that there is no solution of the system of coupled RGM equations for pa-rameter values being close to a ?rst-order transition,i.e.
for J 2≈0.5and J ⊥>J ?
⊥.The order parameter curve for J ⊥=0.4depicted in Fig.1(a)indeed shows a small region slightly below J 2=0.5,where no solution exists.In contrast to the RGM the CCM approach starts with two di?erent reference states (N′e el and collinear)related to the two types of magnetic LRO.Though we start our CCM calculation with a reference state corresponding to semiclassical order,one can compute the GS energy also in parameter regions where semiclassical magnetic LRO is destroyed,and it is known 6,22–24that the CCM yields precise results for the GS energy beyond the transition from the semiclassical magnetic phase to the quantum paramagnetic phase.The necessary condition for the
0.10.20.30.40.50
0.1
0.20.3
0.4
0.50.60.70.8
0.9
1
M J 2
FIG.3:CCM results for the energy per spin e for both refer-ence states (inset)and the order parameter M for J ⊥=0.2.Both quantities are obtained by extrapolation of the ’raw’LSUB n results to the limit n →∞as explained in the text.The energies calculated with N′e el and collinear refer-ence states become equal at J 2≈0.58indicating a ?rst-order transition.For the order parameter M we take that value calculated with the reference state of lower CCM energy.
convergence of the CCM equations is a su?cient overlap between the reference state and the true GS.Hence we can add to the above discussion of the order parameters a comparison of the energies.Provided that the CCM equations converge for the N′e el and the collinear refer-
ence state far enough beyond those points where the or-der parameters vanish we can determine the point where both energies become equal.For the considered LSUBn approximations this happens for J ⊥ 0.1.In the inset of Fig.3we show the energies versus J 2for J ⊥=0.2caclulated by extrapolation.The corresponding points J 2=α′coll (J ⊥)where both energies meet are shown in Fig.2as dashed line.
We obtain that both transition points αcoll and α′coll are close to each other and show a similar dependence on J ⊥.Secondly,we ?nd that at least for J ⊥ 0.1the energy obtained with the N′e el reference state is lower than that obtained with the collinear reference state even for J 2values where the N′e el order parameter is al-ready zero but the collinear order parameter is still ?nite.Thus,this energetic consideration leads to the following sequence of zero-temperature transitions:Second-order transition from N′e el LRO to a quantum paramagnetic phase at J 2=αNeel and then a ?rst-order transition from the quantum paramagnetic phase to collinear LRO at J 2=α′coll >αcoll >αNeel .This behavior is illus-trated in Fig.3,where the order parameter M is shown versus J 2for ?xed J ⊥=0.2.For a certain value of J ⊥≈0.23both transition points αNeel and α′coll become equal,and one has a direct ?rst-order transition between the two semiclassically long-range ordered phases.Acknowledgment:This work was supported by the DFG (Ri615/12-1,Ih13/7-1).
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实验 函数信号发生器的原理与使用
电子科学系实验报告 系班组实验日期年月日姓名学号同组姓名 实验操作评定：好、较好、基本掌握、较差指导老师 实验二函数信号发生器的原理与使用 二、实验目的： 二、实验仪器和设备 三、实验内容 内容: 1 熟悉掌握函数发生器各个操作部件的功能 2. 实验验证各个功能的实现过程 3 用示波器观察各种输出信号 4 验证个功能指标是否符合仪器的标示 5 总结说明仪器的特点及应用 四、实验原理 使用一个激发装置(即信号源)来激励一个系统，以便观察、分析它对激励信号的反映如何，这是电子测试技术的标准实验之一。在设计、制造飞机时，需要事先了解机体及其有关设备在各种气流、雷击、雨水、温变干扰下的反映情况；在发展冶炼技术时，需要了解炉内物态随炉脸温度燃油器喷口温度而变化的动态过程；在分析一个电子线路时，常常需要了解输出信号频率及振幅与输入信号频率及振幅之间的关系。这样，在进行上述过程的硬件或软件的模拟实验时．就需要人为地产生各种模仿的信号。系统在这些模仿的信号的激励下产生各种反应，因此，称它们为激励信号。产生这些信号的仪器设备称为信号源。 信号源包括函数信号发生器、脉冲信号发生器、音频信号发生器、任意波形信号发生器以 及扫描频率发生器等多种设备，用于各种各样的工程测试。图11.1所示的产品系列树反映出信号源之间的关系，其中直接数字器件合成(DDS)是一种较新的技术，它利用了最
现代化的数字器件的能力，成为系列产品的主干，发展出函数发生器相任意波形发生器这样高水平的产品。 基本的函数发生器提供正弦波、方波和三角波，频率范围在1MHz到约50MHz之间。图11.2显示的是一个包含两个运算放大器的基本函数发生器。器件A1是一个积分器，它提供一个三角波输出信号，它所产生的三角波信号通过正弦波形成电路而产生正弦波信号输出。器件A2是一个电压比较器，它产生一个方波信号。大多数普通价格的函数发生器都以一些单片式集成电路(IC)为基础，并能提供正弦波、方波和三角波。价格较高者则能提供触发信号*只有较宽的频率范围祁较稳定的频率．具有可变的上升时间(对方波而言)和可变的直流补偿．具有较高的频率准确度和较强的输出驱动能力，旦波形失真度小。
信号发生器设计---实验报告
信号发生器设计 一、设计任务 设计一信号发生器，能产生方波、三角波和正弦波并进行仿真。 二、设计要求 基本性能指标：(1)频率范围100Hz~1kHz；(2)输出电压：方波U p-p≤24V，三角波U =6V，正弦波U p-p>1V。 p-p 扩展性能指标：频率范围分段设置10Hz~100Hz, 100Hz~1kHz，1kHz~10kHz；波形特性方波t r<30u s（1kHz，最大输出时）用仪器测量上升时间，三角波r△<2%，正弦波r <5%。（计算参数） ～ 三、设计方案 信号发生器设计方案有多种，图1是先产生方波、三角波，再将三角波转换为正弦波的组成框图。 图1 信号发生器组成框图 主要原理是：由迟滞比较器和积分器构成方波——三角波产生电路，三角波在经过差分放大器变换为正弦波。方波——三角波产生基本电路和差分放大器电路分别如图2和图4所示。 图2所示，是由滞回比较器和积分器首尾相接形成的正反馈闭环系统，则比较器A1输出的方波经积分器A2积分可得到三角波，三角波又触发比较器自动翻转形成方波，这样即可构成三角波、方波发生器。其工作原理如图3所示。
图2 方波和三角波产生电路 图3 比较器传输特性和波形 利用差分放大器的特点和传输特性，可以将频率较低的三角波变换为正弦波。（差模传输特性）其基本工作原理如图5所示。为了使输出波形更接近正弦波，设计时需注 应接近晶体意：差分放大器的传输特性曲线越对称、线性区越窄越好；三角波的幅值V m 管的截止电压值。 图4 三角波→正弦波变换电路
图5 三角波→正弦波变换关系 在图4中，RP 1调节三角波的幅度，RP 2调整电路的对称性，并联电阻R E2用来减小差分放大器的线性区。C 1、C 2、C 3为隔直电容，C 4为滤波电容，以滤除谐波分量，改善输出波形。取Ic2上面的电流（看输出） 波形发生器的性能指标： ①输出波形种类：基本波形为正弦波、方波和三角波。 ②频率范围：输出信号的频率范围一般分为若干波段，根据需要，可设置n 个波段范围。(n>3) ③输出电压：一般指输出波形的峰-峰值U p-p 。 ④波形特性：表征正弦波和三角波特性的参数是非线性失真系数r ～和r △；表征方波特性的参数是上升时间t r 。 四、电路仿真与分析 实验仿真电路图如图
信号发生器实验报告
电子线路课程设计报告设计题目：简易数字合成信号发生器 专业： 指导教师： 小组成员:
数字合成信号发生器设计、调试报告 一：设计目标陈述 设计一个简易数字信号发生器，使其能够产生正弦信号、方波信号、三角波信号、锯齿波信号，要求有滤波有放大,可以按键选择波形的模式及周期及频率，波形可以在示波器上 显示，此外可以加入数码管显示。 二、完成情况简述 成功完成了电路的基本焊接，程序完整，能够实现要求功能。能够通过程序控制实现正弦波的输出，但是有一定噪声；由于时间问题，我们没有设计数码管，也不能通过按键调节频率。 三、系统总体描述及系统框图 总体描述：以51单片机开发板为基础，将输出的数字信号接入D\A转换器进行D\A转换，然后接入到滤波器进行滤波，最后通过运算放大器得到最后的波形输出。 四：各模块说明 1、单片机电路80C51 程序下载于开发板上的单片机内进行程序的执行，为D\A转换提供了八位数字信号，同时为滤波器提供高频方波。通过开发板上的232串口，可以进行软件控制信号波形及频率切换。通过开发板连接液晶显示屏，显示波形和频率。 2、D/A电路TLC7528 将波形样值的编码转换成模拟值，完成单极性的波形输出。TLC7528是双路8位数字模拟转换器，本设计采用的是电压输出模式，示波器上显示波形。直接将单片机的P0口输出传给TLC7528并用A路直接输出结果，没有寄存。 3、滤波电路MAX7400 通过接收到的单片机发送来的高频方波信号（其频率为所要实现波频率的一百倍）D转换器输出的波形，对转换器输出波形进行滤波并得到平滑的输出信号。 4、放大电路TL072
TL072用以对滤波器输出的波进行十倍放大，采用双电源，并将放大结果送到示波器进行波形显示。 五：调试流程 1、利用proteus做各个模块和程序的单独仿真，修改电路和程序。 2、用完整的程序对完整电路进行仿真，调整程序结构等。 3、焊接电路，利用硬件仿真器进行仿真，并用示波器进行波形显示，调整电路的一些细节错误。 六：遇到的问题及解决方法 遇到的软件方面的问题： 最开始，无法形成波形，然后用示波器查看滤波器的滤波，发现频率过低，于是检查程序发现，滤波器的频率设置方面的参数过大，延时程序的参数设置过大，频率输出过低，几次调整好参数后，在进行试验，波形终于产生了。 七：原理图和实物照片 波形照片:
信号发生器实验报告(终)
南昌大学实验报告 学生姓名：王晟尧学号：6102215054专业班级：通信152班 实验类型：□验证□综合□设计□创新实验日期：实验成绩： 信号发生器设计 一、设计任务 设计一信号发生器，能产生方波、三角波和正弦波并进行仿真。 二、设计要求 基本性能指标：(1)频率范围100Hz~1kHz；(2)输出电压：方波U p-p≤24V，三角波U p-p=6V，正弦波U p-p>1V。 扩展性能指标：频率范围分段设置10Hz~100Hz, 100Hz~1kHz，1kHz~10kHz；波形特性方波t r<30u s（1kHz，最大输出时），三角波r△<2%，正弦波r～<5%。三、设计方案 信号发生器设计方案有多种，图1是先产生方波、三角波，再将三角波转换为正弦波的组成框图。 图1 信号发生器组成框图 主要原理是：由迟滞比较器和积分器构成方波——三角波产生电路，三角波在经过差分放大器变换为正弦波。方波——三角波产生基本电路和差分放大器电路分别如图2和图4所示。 图2所示，是由滞回比较器和积分器首尾相接形成的正反馈闭环系统，则比较器A1输出的方波经积分器A2积分可得到三角波，三角波又触发比较器自动翻转形成方波，这样即可构成三角波、方波发生器。其工作原理如图3所示。
图2 方波和三角波产生电路 图3 比较器传输特性和波形 利用差分放大器的特点和传输特性，可以将频率较低的三角波变换为正弦波。其基本工作原理如图5所示。为了使输出波形更接近正弦波，设计时需注意：差分放大器的传输特性曲线越对称、线性区越窄越好；三角波的幅值V 应接近晶 m 体管的截止电压值。 图4 三角波→正弦波变换电路
实验四 多种信号音及铃流信号发生器
学院：专业：班级：
图4—1 本实验系统传送信号流程图 4、数字信号的产生 在数字程控交换机中直接进行交换的是PCM数字信息，在这样的情况下如何使用户家收到信号音（如拨号音、回铃音、忙音等）是一个重要的问题。因为模拟信号产生的信号音是不能通过PCM交换系统的，这就要求设计一个数字信号发生器，使之能与交换网络输出这样一些PCM信息，这些数字信息经过非线性译码后能成为一个我们所需的模拟信号音。 ）传统方式产生数字信号音
图4—3 450HZ正弦波信号一个周期取样示意图 我们对正弦信号再以每隔125us取样一次，并将取样所得的正弦信号幅度按照A规律十 图4—4 数字信号产生电流原理图 5、拨号音及控制电路 主叫用户摘机，CPU检测到该用户有摘机状态后，立即向该用户发出声音信号，表示可以拨号，当CPU中央处理单元收到第一个拨号脉冲后，立即切断该声音信号，该声音信号就叫拨号音。拨号音由上述数字信号产生，一旦一有用户摘机，交换网路把数字信号音送给该用户，经过TP3067的译码，提供给用户450hz的正弦波。
图4—5断续电路原理图 7、忙音及控制电路 忙音表示被叫用户处于忙状态，此时用户应该挂机，等一会在从新呼叫 本试验箱大于采用0、35秒断，0、35秒继续的400hz—450hz的方波信号，图4—6是该电路的原理图。 图4—6忙音控制电路的原理图。
图4—7铃流信号发生电路的原理图 上述四种信号在本实验系统中均有具体的电路实现，然而在程控交换机中，信号音还不止上述几种，在此做一简单介绍，不作实验要求。 1、数字程控交换原理实验箱 2、电话机 F=25hz，Vpp=2.0V
信号发生器实验报告(DOC)
信号发生器 F组 组长：*** 组员：***、*** 2013年8月12日星期一
1系统方案 (4) 1.1系统方案论证与选择 (4) 1.2方案描述 (4) 2理论分析与计算 (5) 3电路与程序设计 (6) 3.1电路的设计 (6) 3.1.1 ICL8038模块电路 (6) 3.1.2 放大电路 (6) 3.2程序的设计 (7) 4测试方案与测试结果 (9) 4.1测试仪器与结果 (9) 4.2调试出现的问题及解决方案 (9) 5 小结 (10)
本系统设计的是信号发生器，是以 ICL8038和 STC89C51为核心设计的数控及扫频函数信号发生器。ICL8038作为函数信号源结合外围电路产生占空比和频率可调的正弦波、方波、三角波；该函数信号发生器的频率可调范围1~100kHz，波形稳定，无明显失真。单片机控制LCD12864液晶显示频率、频段和波形名称。 关键字：信号发生器ICL8038、 STC89C51、波形、LCD12864
信号发生器实验报告 1系统方案 1.1系统方案论证与选择 方案一：由单片机内部产生波形，经DAC0832输出，然后再经过uA741放大信号后，最后经过CD4046和CD4518组成的锁相环放大频率输出波形，可是输出的波形频率太低，达不到设计要求。 方案二：采用单片机对信号发生器MAX038芯片进行程序控制的函数发生器，该发生器有正弦波、三角波和方波信号三种波形，输出信号频率在0.1Hz~100MHz 范围内。MAX038为核心构成硬件电路能自动地反馈控制输出频率，通过按键选择波形，调节频率，可是MAX038芯片价格太高，过于昂贵。 方案三：利用芯片ICL8038产生正弦波、方波和三角波三种波形，根据电阻和电容的不同可以调节波形的频率和占空比，产生的波形频率足够大，能达到设计要求，而且ICL8038价格比较便宜，设计起来成本较低。 综上所述，所以选择第三个方案来设计信号发生器。 1.2方案描述 本次设计方案是由ICL8038 芯片和外围电路产生三种波形，由公式： ，改变电阻和电容的大小可以改变波形的频率，有开关控制频段和波形并给单片机一个信号，由单片机识别并在LCD液晶屏上显示，电路的系统法案框图为下图1所示： 图1 总系统框图
信号发生器实验报告
Chongqing Electric Power College 信 号 发 生 器 实 验 报 告
一、 产品分析及市场调查 信号发生器广泛应用于电子工程、通信工程、自动控制、遥测控制、测量仪器、仪表和计算机等技术领域。采用集成运放和分立元件相结合的方式，利用迟滞比较器电路产生方波信号，以及充分利用差分电路进行电路转换，从而设计出一个能变换出三角波、正弦波、方波的简易信号发生器。通过对电路分析，确定了元器件的参数，并利用protuse 软件仿真电路的理想输出结果，克服了设计低频信号发生器电路方面存在的技术难题，使得设计的低频信号发生器结构简单，实现方便。该设计可产生低于10 Hz 的各波形输出，并已应用于实验操作。 信号发生器一般指能自动产生正弦波、方波、三角波电压波形的电路或者仪器。电路形式可以采用由运放及分离元件构成；也可以采用单片集成函数发生器。这里，采用分立元件设计出能够产生3种常用实验波形的信号发生器，并确定了各元件的参数，通过调整和模拟输出，该电路可产生频率低于10 Hz 的3种信号输出，具有原理简单、结构清晰、费用低廉的优点。该电路已经用于实际电路的实验操作。 原理框架图： 二、电源硬件电路图的设计 （1）单片机的选择 根据初步设计方案的分析，设计这样的一个简单的应用系统，可以选择带有EPROM 的单片机，应用程序直接存贮在片内，不用在外部扩展程序存储器，电路可以简化。ATMEL 公司生产的AT89C 系列单片机，AT89C 系列与C51系列的单片机相比有两大优势：第一，片内程序存储器采用闪存存储器，使程序的写入更加方便；第 “+”“-”键 单片机控制部分 DAC 输出
函数信号发生器实验报告
青海师范大学 课程设计报告课程设计名称：函数信号发生器 专业班级：电子信息工程 学生姓名：李玉斌 学号：20131711306 同组人员：郭延森安福成涂秋雨 指导教师：易晓斌 课程设计时间：2015年12月
目录 1 设计任务、要求以及文献综述 2 原理综述和设计方案 2.1 系统设计思路 2.2设计方案及可行性 2.3 系统功能块的划分 2.4 总体工作过程 3 单元电路设计 3.1 安装前的准备工作 3.2 万用表的安装过程 4 结束语 1设计任务、要求 在现代电子学的各个领域，常常需要高精度且频率可方便调节的信号发生器。能够产生多种波形，如三角波、锯齿波、矩形波（含方波）、正弦波的电路称为函数信号发生器，又名信号源或振荡器。函数信号发生器与正弦波信号发生器相比具有体积小、功耗少、价格低等优点, 最主要的是函数信号发生器的输出波形较为灵活, 有三种波形（方波、三角波和正弦波）可供选择，在生产实践，电路实验，设备检测和科技领域中有着广泛的应用。 该函数信号发生器可产生三种波形，方波，三角波，正弦波，具有数字显示输出信号频率和电压幅值功能，其产生频率信号范围1HZ～100kHZ，输出信号幅值范围0～10V，信号产生电路由比较器，积分器，差动放大器构成，频率计部分由时基电路、计数显示电路等构成。幅值输出部分由峰值检测电路和芯片7107等构成。 技术要求： 1. 信号频率范围 1Hz～100kHz； 2. 输出波形应有：方波、三角波、正弦波； 3. 输出信号幅值范围0～10V； 4. 具有数字显示输出信号频率和电压幅值功能。
2原理叙述和设计方案 2.1 系统设计思路 函数信号发生器根据用途不同，有产生三种或多种波形的函数发生器，其电路中使用的器件可以是分离器件（如低频信号函数发生器S101全部采用晶体管），也可以是集成器件（如单片集成电路函数信号发生器ICL8038）。产生方波、正弦波、三角波的方案也有多种，如先产生方波，再根据积分器转换为三角波，最后通过差分放大电路转换为正弦波。频率计部分由时基电路、计数显示电路等构成，整形好的三角波或正弦波脉冲输入该电路，与时基电路产生的闸门信号对比送入计数器，最后由数码管可显示被测脉冲的频率。产生的3种波经过一个可调幅电路，由于波形不断变化，不能直接测出其幅值，得通过峰值检测电路测出峰值（稳定的信号幅值保持不变），然后经过数字电压表（由AD转换芯片CC7107和数码管等组成），可以数字显示幅值。 2.2设计方案及可行性 方案一：采用传统的直接频率合成器。首先产生方波—三角波，再将三角波变成正弦波。 方案二：采用单片机编程的方法来实现（如89C51单片机和D/A转换器，再滤波放大），通过编程的方法控制波形的频率和幅度，而且在硬件电路不变的情况下，通过改变程序来实现频率变换。 方案三：是利用ICL8038芯片构成8038集成函数发生器，其振荡频率可通过外加直流电压进行调节。 经小组讨论，方案一比较需要的元件较多，方案二超出学习范围，方案三中的芯片仿真软件中不存在，而且内部结构复杂，不容易构造，综合评定，最后选择方案一。 2.3系统功能块的划分 该系统应主要包括直流稳压电源，信号产生电路，频率显示电路和电压幅值显示电路四大部分。 直流稳压电源将220V工频交流电转换成稳压输出的直流电压，信号产生电路产生的信号，经过适当的整形，作为频率显示电路的输入，从而达到了数字显示频率的要求；产生的信号经过幅频显示部分（峰值检测电路和数模转换），便
信号发生器实验报告
信号发生器实验报告
一、 信号发生器广泛应用于电子工程、通信工程、自动控制、 遥测控制、测量仪器、仪表和计算机等技术领域。采用集成运放和分立元件相结合的方式，利用迟滞比较器电路产生方波信号，以及充分利用差分电路进行电路转换，从而设计出一个能变换出三角波、正弦波、方波的简易信号发生器。通过对电路分析，确定了元器件的参数，并利用protuse 软件仿真电路的理想输出结果，克服了设计低频信号发生器电路方面存在的技术难题，使得设计的低频信号发生器结构简单，实现方便。该设计可产生低于10 Hz 的各波形输出，并已应用于实验操作。 信号发生器一般指能自动产生正弦波、方波、三角波电压波形的电路或者仪器。电路形式可以采用由运放及分离元件构成；也可以采用单片集成函数发生器。这里，采用分立元件设计出能够产生3种常用实验波形的信号发生器，并确定了各元件的参数，通过调整和模拟输出，该电路可产生频率低于10 Hz 的3种信号输出，具有原理简单、结构清晰、费用低廉的优点。该电路已经用于实际电路的实验操作。 原理框架图： 二、电源硬件电路图的设计 （1）单片机的选择 根据初步设计方案的分析，设计这样的一个简单的应用系统，可以选择带有EPROM 的单片机，应用程序直接存贮在片内，不用在外部扩展程序存储器，电路可以简化。ATMEL 公司生产的AT89C 系列单片机，AT89C 系列与C51系列的单片机相比有两大优势：第一，片内程序存储器采用闪存存储器，使程序的写入更加方便；第二，提供了更小尺寸的芯片，使整个硬件电路的体积更小。它以较小的体积、良好
的性能价格备受亲密。在家电产品、工业控制、计算机产品、医疗器械、汽车工业等应用方面成为用户降低成本的首选器件。
信号发生器的设计(DOC)
燕山大学 课程设计说明书 课程名称数字信号原理及应用 题目信号发生器设计 学院（系）电气工程学院 年级专业2011级检测技术与仪器一班学号110103020051 学生姓名赵冰飞 指导教师王娜 教师职称讲师
电气工程学院《课程设计》任务书 课程名称：数字信号处理课程设计 基层教学单位：仪器科学与工程系指导教师： 学号学生姓名（专业）班级设计题目11、信号发生器设计 设 计 技术参数产生如下信号：方波信号、锯齿波信号、抽样信号、冲击串信号、实指数信号、正弦信号 设 计 要 求 设计良好的人机界面，每个按键对应一种波形 参考资料数字信号处理方面资料MATLAB方面资料 周次前半周后半周 应完成内容收集消化资料、学习MA TLAB软件， 进行相关参数计算 编写仿真程序、调试 指导教师签字基层教学单位主任签字 说明：1、此表一式四份，系、指导教师、学生各一份，报送院教务科一份。 2、学生那份任务书要求装订到课程设计报告前面。 电气工程学院教务科
摘要 数字信号发生器是基于软硬件实现的一种波形发生仪器。在工程实践中需要检测和分析的各种复杂信号均可分解成各个简单信号之和,而这些简单信号皆可由数字信号发生器模拟产生,因此它在工程分析和实验教学有着广泛的应用。MATLAB是一个数据分析和处理功能十分强大的工程实用软件,他的数据采集工具箱为实现数据的输入和输出提供了十分方便的函数和命令,在数字信号处理方面方便实用。本文介绍了使用MATLAB建立一个简单数字信号发生器的基本流程,并详细叙述了简单波形方波、抽样信号、锯齿波、冲击波、正弦信号、冲击串信号、实指数信号、的具体实现。
信号与系统_课程设计_信号发生器
信号和系统 课程设计报告 学院电气和电子工程学院 班级电气1004班 学号U201011871 姓名张丰伟 信号发生器的设计和实现 一.概述 信号发生器是指产生所需参数的电测试信号的仪器。按信号波形可分为正弦信号、函数（波形）信号、脉冲信号和随机信号发生器等四大类。信号发生器又称信号源或振荡器，在生产实践和科技领域中有着广泛的使用。各种波形曲线均可以用三角函数方程式来表示。能够产生多种波形，如三角波、锯齿波、矩形波（含方波）、正弦波的电路被称为函数信号发生器。 二.设计要求 自已设计电路系统，构成信号发生器，要求能产生三种以上的信号。（可以一种电路产生多种信号，也可以由不同电路产生不同信号）。利用Matlab或PSPICE或PROTEL或其他软件仿真。 三.相关原理 1.RC正弦波振荡电路 常见的RC正弦波振荡电路是RC串并联式正弦波振荡电路，它又被称为文氏桥正弦波振荡电路。 文氏电桥是利用电阻和电容作为回授的一种电桥型振荡器，工作频率可达约几MHz左右。将输出接至一电阻（R3）和电容（C1）串联之电抗（X S）串接一电阻（R4）和电容（C2）并联之电抗（X P），再将X P之电压回授至输入端，此方式称为韦恩桥式震荡器.。 回馈电路如下：
（图中为）和输入电压（图中为
积分电路主要用于波形变换、放大电路失调电压的消除及反馈控制中的积分补偿等场合。右图是一个典型的积分电路图。由图可以看出，输入信号经过了一个电阻后经过反馈流到电容上，但此时认为电容的初始电量为零，故此时给电容充电。由理想运算放大器的虚短虚断性质可推出，vn-vo=1/c∫ idt,所以vo=-1/（RC）∫ vdt. 如果把R1和C换个位置，就成了微分电路（但输入的电压应该是交流信号才可通过电容）。 四.电路设计 1.概述 电路低频部分，由ＲＣ文氏正弦产生电路产生749mHz－102kHz的正弦波，经比较器后转化成方波，方波经积分电路转化成三角波。输出端经可调放大电路调节幅值及可调电源调节电平输出可变频率，幅值，电平的正弦，矩形波，三角波。 电路中频部分，555定时器组成多谐振荡器，输出中频正方波及三角波，LC电容三点式电路输出中频正弦波。输出端经可调放大电路调节幅值及可调电源调节电平输出可变频率，幅值，电平的正弦，矩形波，三角波。 2. 低频正弦波，矩形波，三角波电路 将RC串并联选频网络和放大器结合起来即可构成RC振荡电路，放大器件可采用集成运算放大器。 方案选择中，正弦波电路是最重要的部分，正弦波不仅是所需输出信号，而且是方波电路的输入信号。此部分电路我们采用的是典型的RC乔氏正弦波振荡电路如下图，其中R3、R4、R5及二极管D1、D2构成负反馈网络和稳幅环节。 二极管D1、D2为自动振幅元件，其作用是：当u0幅值很小时。二极管D1、D2相当于开路，此时有D1、D2和R组成的并联支路等效电阻较大，设R3、和R5、D1、D2并联支路的总等效电阻为Rf，则Rf也较大，所以Auf=（1+Rf/R4）>3,有利于起振;反之当u0幅值较大时，D1、D2导通，并联支路的等效电阻下降，Rf也下降，所以Auf 随之下降，如果此时Auf≈3，则u0幅值趋于稳定。另外，采用两只二极管反向并联，目的是使输出电压在正负两个半周期内轮流工作，使正半周和负半周振幅相等，这两只管子特性应相同。而RC串并联电路构成选频网络，同时兼作反馈环节，连接于集成运放的输出端和同向输入端之间构成正反馈，以产生正弦自激振荡。 根据振荡器的频率，计算RC乘积的值，有RC=1/(2*π*f0) 为了实现仿真，根据运算放大器的技术参数，并且结合经济性，运算放大器为LM324N。 已知给出f0=1Hz~100KHz，则RC=1.5915*10-5~1.5915*10-3，为了使选频网络的特性不受运算放大器输入电阻和输出电阻的影响，按Ri>>R>>R0的关系选择R的值，初选R=1kΩ，则C=10uF~0.75nF，我们采用五层波段开关，五支容值13333倍的电容，则C=10uF，1 uF，100 nF，10 nF，0.75nF。而R则取为20kΩ的可调电阻。因此，鉴于设计要求频率1Hz——100KHz跨度较大，我们采用五层波段开关两组五支电容和五支同轴电位器来调节。选用不同的电容作为振荡频率f0的粗调，用同轴电位器实现f0的微调。每一值电容和电位器组合都可以调节一段范围，交叉，故实现频率为连续可调。不同档位分别产生正弦波频率为0.749 Hz～15.7 Hz，7.49 Hz～157 Hz，74.9 Hz～1.56 kHz，747 kHz～11.3k Hz，6.57 kHz～87.5kHz，8.09 kHz～102kHz 方波产生电路，主要用由高速运放AD817AQ及可调电源组成的电压比较器。在实用电路中为了满足负载需要，常在集成运算的输出端加稳压管限幅电路。限幅电路的作用是把输出信号幅度限定在一定的范围内，亦即当输入电压超过或低于某一参考值后，输出电压将被限制在某一电平（称作限幅电平），且再不随输入电压变化。 输出信号和输入信号的积分成正比的电路，称为积分电路。积分电路可将矩形脉冲波转换为锯齿波。电路原理很简单，都是基于电容的冲放电原理。取R10=1kΩ,C=100nF,1uF,10uF,100uF,1000uF,对应不同的频段的输入矩形波号，输出不同频段的三角波信号。 电路如图。
实验四正弦信号发生器设计
实验四综合设计——正弦信号发生器设计 一.实验目的 1.熟练掌握QuartusⅡ软件中LPM宏功能模块的使用方法； 2.熟练掌握QuartusⅡ软件中锁相环的使用方法； 3.熟练掌握ROM初始化文件的生成方法； 4.熟练掌握嵌入式逻辑分析仪使用方法； 5.熟练掌握在系统RAM/ROM内容的编辑方法； 二.实验设备 计算机、QuartusⅡ软件、实验箱 三.实验内容 在QuartusⅡ软件中完成一个正弦信号发生器的设计。该系统可由5部分组成：嵌入式锁相环、分频器、带有清零、使能功能的计数器（地址发生器）、存储数据的ROM和D/A。结构图如下所示： 正弦信号发生器结构图 其中，FPGA顶层模块包括：嵌入式锁相环、分频器、存储正弦信号数据表的ROM和地址发生器；FPGA外部D/A转换采用8位芯片DAC0832。锁相环（PLL）和ROM在QuartusⅡ软件中通过定制的方式完成，其它模块采用VHDL 语言设计。顶层设计采用原理图输入的方式完成。 地址发生器的时钟CLK的输入频率f0与每周期的波形数据点数（在此选择64点），以及D/A输出的频率f的关系是：f = f0 /64，DAC0832其转换速率是1μs。 系统测试包括：嵌入式逻辑分析仪SignalTap II测试、FPGA中ROM的在系统数据读写测试和利用示波器测试。 四.实验步骤
1.生成MIF文件 借助波形绘制软件生成64个点8位数据的正弦波形MIF文件。 注意：在工程文件夹中新建一个文件夹专门用于保存MIF文件。 2.设计正弦信号发生器 用VHDL语言完成底层模块中地址计数器，分频器的设计并生成元件；调用LPM工具生成锁相环（PLL）和ROM（在生成ROM的过程中须添加MIF文件）。顶层采用原理图的方式完成系统的连接，编译和仿真，截取仿真波形作为部分实验结果。 注意：仿真时可去掉锁相环模块。 3.引脚锁定 （1）时钟CLK锁定在28脚（clock0），选择的时钟频率不能太高。 （2）地址计数器的使能和复位信号可锁定在233脚（键1）和234脚（键2）。 （3）DAC0832的8位数据D[7..0]由高到低分别锁定在引脚：163、164、165、166、167、168、169、173。 4.在实验箱上进行下载、测试 （1）连接实验箱电源插头和USB下载器。USB下载器的一端接电脑的USB 接口，另一端通过10芯接线连接实验箱上的JTAG口； （2）打开实验箱上的电源开关，通过模式选择键选择“电路模式5”，并按复位键复位； （3）DAC0832须接+/－12V电压。实验箱的+/-12V电源开关在系统左侧上方，平时此电源必须关闭；下载sof到FPGA中； （4）用示波器观察波形。波形输出在实验箱的左下角。将示波器的地与实验箱的地（GND）相接，信号输出端与“AOUT”信号输出端相接；若对输出信号进行滤波，通过跳线帽选择到Filter上，这可从输出的波形看出； （5）通过QuartusⅡ软件的In System Memory Content Editror工具观察ROM 中的数据，通过上载和下载修改数据，再由示波器观察修改后的波形； （6）通过QuartusⅡ软件的嵌入式逻辑分析仪进行实时测试。结合In System Memory Content Editror工具修改数据并观察波形。 4.器件配置 五.程序
信号发生器实验报告
信号发生器 摘要 函数发生器是一种在科研和生产中经常用到的基本波形产生器，集成函数波形发生器一般都采用ICL8038或5G8038。本文介绍由单片机AT89S52和D/A转换器DAC0832及LM35组成的函数波形发生器，该电路能够产生正弦波、方波和三角波信号，频率能在100Hz～100kHz范围内可调。 关键词：函数波形发生器；单片机AT89S52; D/A转换器DAC0832;LM358；电位器；稳压管；二极管； 第一部分：系统需求分析 一、概论 信号发生器又称信号源或振荡器，在生产实践和科技领域中有着广泛的应用。各种波形曲线均可以用三角函数方程式来表示。能够产生多种波形,如三角波、锯齿波、矩形波（含方波）、正弦波的电路被称为函数信号发生器。函数信号发生器在电路实验和设备检测中具有十分广泛的用途。例如在通信、广播、电视系统中，都需要射频（高频）发射，这里的射频波就是载波，把音频（低频）、视频信号或脉冲信号运载出去，就需要能够产生高频的振荡器。在工业、农业、生物医学等领域内，如高频感应加热、熔炼、淬火、超声诊断、核磁共振成像等，都需要功率或大或小、频率或高或低的振荡器。 本设计要求实现一个信号发生器，能够产生正弦波，三角波和方波信号。 二、技术指标 （1）输出信号频率在100Hz～100kHz范围内可调； （2）输出信号频率稳定度优于10-3； （3）在1k 负载条件下，输出正弦波信号的电压峰-峰值Vopp在0～5V范围内可调； 三、要求 （1）信号发生器能产生正弦波、方波和三角波三种周期性波形 （2）输出信号波形无明显失真； （3）自制稳压电源。 第二部分：方案设计与论证 一、方案论证与比较 函数信号产生方案
实验一：信号发生器系统实验
实验一 信号发生器系统实验 一、 实验目的 1. 了解多种时钟信号的产生方法； 2. 掌握用数字电路产生伪随机序列码的实现方法； 3. 了解PCM 编码中的收、发帧同步信号的产生过程； 4. 掌握数字示波器的使用方法。 二、 预习要求 阅读本实验的原理内容，理解信号发生器系统的原理，熟悉各芯片功能。 三、 实验仪器仪表及所用芯片 （一） 实验仪器仪表 1. +5V 、+12V 、-12V 三组直流稳压电源 2. 数字示波器 3. 电子与通信原理实验系统实验箱 4. 三用表 （二） 实验用芯片的介绍 1. 74LS04 六倒相器 （1） 典型参数：ns t PD 5.9=，mW P D 2=/门 （2） 逻辑表达式：A Y = （3） 外引线排列及逻辑图 3A 4A 5A 6A 1Y 2Y 3Y 4Y 5Y 6Y 2A 1A 2. 74LS10 三输入与非门（3个） （1） 典型参数：ns t PD 5.9=，mW P D 2=/门 （2） 逻辑表达式：ABC Y = （3） 外引线排列及逻辑图
1A 1B 1C 1Y 2A 2B 2C 2Y 3Y 3C 3B 3A 3. 74LS74 双D 型正沿触发器（带预置和清零） （1） 典型参数：MHz f DK 33=，mW P D 2=/门 （2） PR 预置 * 不稳定状态 CLR 清零 ? 时钟脉冲上升沿 CLK 时钟 X 任意状态 （3） 外引线排列及逻辑图： 4. 74LS86 二输入异或门（4个） （1） 典型参数：ns t PD 10=，mW P D 5.7=/门 （2）
（3） 逻辑表达式：B A B A B A Y +=⊕= （4） 外引线排列及逻辑图 5. 74LS161 可预置四位二进制计数器（直接清零） （1） 典型参数：MHz f 25=，mW P D 93=/门 （2） （3 （4
正弦信号发生器实验报告书
正弦信号发生器 摘要：本系统由FPGA，单片机控制模块，键盘，DAC输出电路构成。用单片FPGA实现了DDS，产生稳幅正弦波，并通过控制查询不同的ROM 表或输入信号和调制信号相乘等方案，在数字域实现了AM，ASK，FSK等三类调制信号。单片机控制输出控制字和三类调制信号的选择。正弦波输出频率范围在1KHz~10MHz之间，输出频率符合基本要求，输出电压幅度再接50?负载电阻后峰峰值满足也基本要求，最后输出波形在示波器显示无明显失真。整个电路结构紧凑，电路简单，功能强大，可扩展性强。 一、方案论证与比较 根据题目要求，基本部分主要输出稳定的正弦信号，而发挥部分则要实现调制信号的输出。 1. 正弦信号输出方案 方案一：采用专用信号发生器。MAX038是美信公司的低失真单片信号发生器集成电路，内部电路完善。使用该芯片，设计简单，可以生成同一频率信号的各种波形信号，但频率精确度和稳定度都难以达到要求。 方案二：采用直接数字合成（Direct Digital Synthesizer）方案。DDS 的原理框图如图1。 累加器相位寄 存器 加法器正弦ROM 时钟源 DAC 频率控 制字 图1 DDS的原理框图 DDS是一项关键的数字化技术。DDS是直接数字式频率合成器（Direct Digital Synthesizer）的英文缩写。与传统的频率合成器相比，DDS技术频率分辨率高、转换速度快、信号纯度高、相位可控、输出信号无电流脉冲叠加、输出可平稳过渡且相位可保持连续变化等优点，广泛使用在电信与电子仪器领域，是实现设备全数字化的一个关键技术。它从”相位”的概念出发进行频率合成，这种方法不仅可以产生不同频率的正弦波,而且可以控制波形的初始相位，还可以用DDS方法产生任意波形(AWG)。 方案论证：从题目要求来看，上述两种方案都可以满足题目合成频率范围的要求，但信号发生器产生的频率稳定度、精确度都不如 DDS合成的频率；另一方面，DDS较信号发生器更容易精确控制，所以我们选择 DDS方案进行频率合成。
信号与系统实验(新)
信号与系统实验 实验1 阶跃响应与冲激响应 一、实验目的 1、观察和测量RLC串联电路的阶跃响应与冲激响应的波形和有关参数，并 研究其电路元件参数变化对响应状态的影响； 2、掌握有关信号时域的测量方法。 二、实验原理说明 实验如图1－1所示RLC串联电路的阶跃响应与冲激响应的电路连接图，图1
用周期方波通过微分电路后得到的尖顶脉冲代替冲激信号。 三、实验内容 1、阶跃响应波形观察与参数测量 设激励信号为方波，其幅度为1.5V 峰峰值，频率为500Hz 。 实验电路连接图如图1-1（a ）所示。 ① 连接如图1-1所示 ② 调整激励源信号为方波，调节频率旋钮，使f=500Hz ，调节幅度旋钮， 使信号幅度为1.5V 。（注意：实验中，在调整信号源的输出信号的参数时，需连接上负载后调节） ③ 示波器CH1接于TP909，调节滑动变阻器，使电路分别工作于欠阻尼、 临界和过阻尼三种状态，并将实验数据填入表格1-1中。 ④ TP908为输入信号波形的测量点，可把示波器的CH ·接于TP908上，便 于波形比较。 表1-1 注:描绘波形要使三状态的X 轴坐标(扫描时间)一致。 2、冲激响应的波形观察 冲激信号是由阶跃信号经过微分电路而得到。 实验电路如图1—1（b ）所示。 参数测量 波形观察 欠阻尼状态 临界状态 过阻尼状态 状态 参数测量 R< Tr= Ts= δ= R= Tr= R>
① 将信号输入接于P905。（频率与幅度不变）； ② 将示波器的CH1接于TP906，观察经微分后响应波形（等效为冲激激 励信号）； ③ 连接如图1-1（b ）所示 ④将示波器的CH2接于TP909，调整滑动变阻器，使电路分别工作于欠阻尼、临界和过阻尼三种状态 ④ 观察TP909端三种状态波形，并填于表1-2中。 表1-2 表中的激励波形为在测量点TP906观察到的波形（冲激激励信号）。 四、实验报告要求 1、 描绘同样时间轴阶跃响应与冲激响应的输入、输出电压波形时，要标明信号幅度A 、周期T 、方波脉宽T1以及微分电路的τ值。 2、 分析实验结果，说明电路参数变化对状态的影响。 五、实验设备 双踪示波器 1 台 信号系统实验箱 1台 上升时间t r :y(t)从0.1到第一次达到0.9所需时间。 峰值时间t p :y(t)从0上升y max 所需的时间。 调节时间t s :y(t)的振荡包络线进入到稳态值的%5 误差范围所需的时间。 激励波形 响应波形 欠阻尼状态 临界状态 过阻尼状态
嵌入式系统及应用——简易信号发生器
嵌入式系统及应用实验报告简易信号发生器 作者：学号： 班级：电子1001 学院：电子信息工程学院作者：学号： 班级：电子1003 学院：电子信息工程学院
简易信号发生器 北京交通大学.北京.100044 摘要：本实验所设计的“简易信号发生器”在硬件上是基于“嵌入式开发平台”实验箱，其上搭载有ST公司的基于ARM Cortex-M3内核的微控制器芯片 STM32 F103 ZET6 。方案中使用此芯片作为主控芯片，控制矩阵键盘进行输入操作，同时控制LCD液晶进行图形用户界面的显示以及控制DAC芯片进行模拟波形的输出，除此之外使用MCU内部输出PWM 波形，从而输出方波。软件编程使用IAR编程环境，对实验平台上的硬件编写相应的初始化函数和驱动函数等。最后使用示波器对输出的波形进行测量与评估。 关键词：嵌入式开发；ARM；简易信号发生器；DAC； 中图分类号：文献标志码：A
信号发生器是一种能够产生多种波形，如三角波、锯齿波、矩形波（含方波）、正弦波的仪器。函数信号发生器在电路实验和设备检测中具有十分广泛的用途。通过对函数波形发生器的原理以及构成分析，可设计一个能变换出三角波、正弦波、方波的函数波形发生器。 本方案所设计的“简易信号发生器”能够产生三角波、锯齿波、矩形波（含方波）、正弦波。方案中，主要通过定时器产生一定的时延来触发 DMA ，将一个已编好的“波形数组”通过 DMA 传送给 DAC 芯片产生模拟波形输出。程序中通过改变定时器的时延，即可改变输出波形的频率。此外，还编写了用户图形界面——基于 LCD 液晶的显示操作界面。 1 系统总体设计 本章阐述“简易信号发生器”的整体设计方案，包括系统概述、设计要求、整体框图等。 1.1 系统概述 本方案所设计的“简易信号发生器”所使用的硬件资源主要为实验室的“嵌入式开发平台”实验箱，其上搭载有ST公司的基于ARM Cortex-M3内核的微控制器芯片 STM32 F103 ZET6 。实验中使用此芯片为主控芯片，并使用实验平台上的外围电路（包括DAC、LCD、BNC 端子等）来搭建电路，实现“简易信号发生器”的功能。 1.2 设计要求 设计一个“简易信号发生器”，需要满足以下设计要求： （1）设置用 STM32 的 PWM 输出引脚输出脉冲波形。波形频率范围：1Hz-100KHz，3 位有效数字精度。占空比 1-99% ，两位有效数字。利用按键和 LCD 显示，设定频率和占空比。（输出取自蜂鸣器的跳线端子）。 （2）利用电路板上 DAC 芯片 ADS7302 和 STM32 的 DMA 功能，将计算得到的模拟波形缓冲数据，通过 DAC 的通道 A 发送出去，在电路板 DA1 BNC 端子测量输出波形。注意输出模拟波形数据要使DAC芯片8位满幅度，DAC 接受无极性源码0-255。 （3）在 LCD 上给出对脉冲输出和模拟输出的设定界面，用户可以指定信号参数，包括脉冲信号频率和占空比，模拟信号频率，调幅信号载频、调制频率和调制系数等。 1.3 整体框图 由系统的整体设计要求，规划“简易信号发生器”的整体框图如下：
pwm信号发生器.实验报告
EDA实验报告 学院：电气学院 班级：电科1班 学号：12401720126 姓名：刘明煌
实验三PWM信号发生器的设计 1.实验目的 (1)进一步熟悉掌握Quartus H。 (2)进一步熟悉和掌握GW48-CK或其他EDA实验开发系统的 应用。 (3)学习和掌握VHDL进程语句和元件例化语句的使用。 2.实验内容 设计并调试好PWM信号发生器电路PWM.VHD,并用GW48-CK或其他EDA实验开发系统进行硬件验证。 3.实验条件 (1)开发软 件：Quartus H。 (2)实验设 备： GW48-CK EDA实验开发系统。 (3)拟用芯 片： EP2C8Q208C8N。 4.实验设计 1) 系统原理框图 为了简化设计并便于显示，本信号发生器电路PWM的设计 分为两个层次，其底层电路可，再由包括两个完全相同的加载加法计数器LCNT8而成。
PWM电路图 2) VHDL程序 PWM信号发生器的底层和顶层电路均采用VHDL文本输入，有关VHDL程序如下。 加载加法计数器LCNT8的VHDL源程序： LIBRARY IEEE; USE IEEE.STD_LOGIC_1164.ALL; ENTITY LCNT8 IS PORT(CLK ,L D:IN STD_LOGIC; D:IN INTEGER RANGE 0 TO 255; CAO:OUT STD_LOGIC); END ENTITY LCNT8; ARCHITECTURE ART OF LCNT8 IS SIGNAL COUNT:INTEGER RANGE 0 TO 255; BEGIN IF CLKEVENT AND CLK=1THEN IF LD=1THEN COUNT<=D;