基于同步整流技术的反激变换器的研究

华中科技大学

硕士学位论文

基于同步整流技术的反激变换器的研究

姓名：郭小苏

申请学位级别：硕士

专业：电力电子与电力传动

指导教师：周理兵;王双红

20070228

摘要

低压大电流DC-DC模块电源一直占模块电源市场需求的一半左右，对其关键技术的研究有着重要的应用价值。近年来，随着诸如3.3V微处理器、数字信号处理器以及各种专用低压IC电路的应用日益普及，低压、大电流输出的模块电源日益成为一个重要的研究方向。模块电源的高效率是各厂家产品的亮点，也是业界追求的重要目标之一。

传统的变换器中常采用普通二极管或肖特基二极管整流方式，由于二极管的正向导通压降大，其输出压降造成的损耗亦相当大，整流损耗成为变换器的主要损耗，已无法满足低压大电流开关电源高效率、小体积的需要。在此情况下，必须采用同步整流（Synchronous rectification, SR）技术，即采用功率MOSFET代替传统的肖特基二极管和普通二极管进行整流。由于功率MOSFET导通电阻低、开关时间短、输入阻抗高，极大的降低了开关变换器整流时的损耗，提高了变换效率，因此成为低压大电流功率变换器首选的整流器件。

同步整流技术与适当的电路拓扑结合，可得到低成本的高效率变换器。反激变换器具有电路拓扑简单、输入输出电气隔离、电压升/降范围宽，易于多路输出等优点，因此广泛应用于高电压、小功率的场合，在5～150W电源中应用非常广泛。

本文介绍了基于同步整流技术的反激变换器的设计，对反激变换器不同工作模式进行了比较，对缓冲电路的设计、同步整流技术进行了研究，详细阐述了同步整流反激变换器的工作原理。在分析同步整流技术的基础上，根据同步整流的特点，设计了适合于反激变换器的驱动方式，并对试验中应该注意的关键点进行了强调。

本文对普通肖特基管整流反激电路和同步整流电路进行了理论上的分析，建立了损耗模型进行比较分析,并设计了一款85~265V输入，3.3V/4A输出的单端反激式开关电源。采用UC2842芯片，副边分别采用肖特基二极管和同步整流MOS管来实现整流输出，理论分析和试验结果都验证了同步整流电路在低压大电流电路中对于提高开关电源的效率有很明显的效果，反激同步整流电路在小功率的低压大电流开关电源中具有很大的实用价值。

关键字：反激；同步整流；功率MOSFET；肖特基；自驱动；UC2842；

Abstract

Low-voltage and high-current DC-DC Switching Mode Power System(SMPS) takes up half of the market needs of the SMPS all the while, so the research of it’s key technology has important value of applications. In these recent years, with the increasing popularization of the applications such as 3.3V microprocessor, digital signal processor and many kinds of special low-voltage integrated circuit. Low-voltage and high-current SMPS has become one of the most important studies, and the high efficiency of the SMPS has become one of the important objects the producers pursues.

The traditional converter always adopts common diode or schottky diode to rectify, thanks to the great positive turn-on voltage of the diode, the power dissipation is considerably great, the rectifying dissipation turns to the main dissipation and can’t content with the high efficiency and small volume of the low-voltage and high-current SMPS. In this situation, Synchronous rectification(SR) should be adopted. It adopts power MOSFET instead of traditional schottky diode and common diode to rectify. As a result of the low turn-on resistance, short switching time and high input resistance, the power dissipation of the switching converter has been greatly cut down between the rectifying process, the efficiency of the converter has also been increased, so the MOSFET becomes to the preferred rectifier of the low-voltage and high-current SMPS.

Uniting the SR to some proper circuit topologies can receive low-cost and high-efficiency converters. Flyback converter has the excellence of the simple topology, the insulated input and output, the wide input voltage range and the easily using of multiply outputs, as a result of these, it has been widely used in the circuit of the high input voltage and low input power, especially widely used in the SMPS of 5~150 watts.

This paper introduces the design of the flyback converter based on SR, compares the different working mode of the flyback converter, makes a research of the design of the snubber and the SR, discuss the working principle of the SR flyback converter in detail. After analyzing the SR, according to its character, we design proper gate-drive circuit fit for flyback converter and pay stress to the key points should be paid attention in the experimentation.

This paper makes academic analysis of the flyback circuit both using schottky and MOSFET to rectify, founds the dissipation mode to compare, and design a flyback SMPS

with 85~265V input voltage, 3.3V output voltage and 4A load. The circuit use UC2842 as its IC, The secondary side uses schottky and MOSFET to rectify separately, academic analysis and experimental results prove that the SR circuit has significant effect on increasing the efficiency of the SMPS with low voltage and high current, and the SR flyback converter has practical value in the application of the SMPS with low voltage and high current.

Keywords: flyback; SR; power MOSFET; schottky; self-driven; UC2842

独 创 性 声 明

本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师的指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除文中已标明引用的内容外，本论文不包含任何其他人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。

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1 绪论

1.1 低压大电流直流模块电源的研究背景及意义

随着信息产业技术的快速发展，高速超大规模集成电路尺寸的不断减小，计算机工作站、网络服务器、便携式设备得到了迅猛的发展。在这些场合，广泛地采用直流分布式电源及系统。构成这些电源和系统的关键部件是各种不同技术规格的DC/DC变换器模块。而这些计算机、通讯产品的核心部件是微处理器等典型的数据处理电路。由于集成电路已逐渐采用微功耗设计，供电电压逐渐降低，某些工作站和个人电脑要求有3.3V甚至低至1.8V的供电电压[1]。对于其供电电源来说，这些数据处理电路构成一类特殊的负载，工作电压较低、电流较大，各种工作状态相互转换时对应的电流变化率很高。

为了进一步提高微处理器等处理电路的速度，实现更加快速有效的数据处理，将进一步提高其工作频率，越来越多的处理器集成电路将被集成在同一个芯片上。下一代微处理器供电电源的额定工作电流将达到50A-100A，甚至更高，这就要求其供电电源有严格的功率管理措施，对微处理器这类典型负载的供电电源提出了更高的要求。小功率DC/DC变换器的主要发展趋势是：为了适应超高频CPU芯片的迅速发展，DC/DC变换器向低输出电压（最低可地到 1.2V），高输出电流、低成本、高频化(400-500KHz)、高功率密度、高可靠性(MTBF>10000)和高效率的方向发展[2]。

计算机、网络和通讯技术的迅猛发展，对高频开关电源提出了新的要求，发展新型的低电压大电流功率变换器成为高频开关电源研究的一个热门课题。现代大规模集成电路中，对集成度要求越来越高，对数字电路的速度要求越来越快，仅仅依靠微电子技术的发展己经难以满足这些要求。

由于现代高速大规模集成电路的尺寸不断减少，也要求功耗不断降低，供电电源的电压也随之要求越来越低。因此，从降低数字电路高电平参考电压着手，就可以在不提高集成电路工艺情况下，大幅度地提高数字电路计算和数据处理速度，大幅度地减少电能损耗，使数字电路的集成度显著提高。如将现有5V数字高电平降为1V，计算速度可以提高约5倍，电能损耗降低为五分之一。这就是低电压大电流功率变换器技术应运而生和发展的主要原因。但也给电源设计提出了新的难题。

目前，Intel 奔腾处理器供电电

源的电压已经降低为1.1-1.8V ，供电

电流达到50A 。对于单一的低电压大

电流功率变换器模块，其输出电压电

流等级已经达到1V ,80A 。表1-1是微

处理器供电电源的预期发展趋势。

开关电源的损耗主要由三部分

组成：功率开关管的损耗，高频变压

器的损耗，输出整流管的损耗。在低压、大电流输出情况下，整流二极管的导通压降较高，输出整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管(FRD)或超快恢复二极管(SRD)可达1.0~1.2V ，即使采用低压降的肖特基二极管(SBD)，也会产生大约0.6V 的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。 表1-1 微处理器供电电源的预期发展趋势 目前情况 预期情况输出电压 2.1-3.5V 1-2V 负载电流 0.3-13A 1-50A 输出电压波动 5% 2% 输出电流变化率30A/uS 200A/uS 举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V 甚至1.8V 或者1.5V 的供电电压，所消耗的电流可达20A 。显然，DC/DC 变换器在输出如此低的电压时，整流管的功耗占输出功率的比重将更大，致使变换器的效率更低，此时超快恢复二极管的整流损耗已经接近甚至超过电源输出功率的50%。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到(18%~40%)P o ，占电源总消耗的60%以上。另一方面，仪器设备的小型化设计要求尽量缩小其电源的体积，但耗散功率大却成为电源小型化、薄型化的障碍。因此，传统二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC/DC 变换器提高效率的瓶颈。

目前，国外对中小功率低电压/大电流输出DC/DC 变换器的研究已经取得了较大进展，对很多关键技术进行了切实有效的研究和技术储备。能够实现3.3V 以下输出电压、50A 以上输出电流的模块电源的大规模生产，且体积已做的相当小，功率密度超过了50W/in 3的发展。而国内虽有部分单位也已投入了小功率密度DC/DC 变换器的研究，但不成气候，未引起足够的重视。在我国入世之后，国内开关电源研发、生产单位将直接面对国外开关市场电源市场的竞争，而小功率开关电源又是一次技术含量较高的电力电子产品。高可靠性是第一位重要的指标，其次，电磁干扰（EMI ）、功率因数校正（PFC ）、工艺结构、效率、体积、重量和成本等指标，也是决定我们的产品能否参与国际市场竞争的重要因素。为了不致重蹈国内的中小功率通用型变频器市场几乎全被国外占领的覆辙，加强对小功率开关电源的研究、开发和组织规模生产，刻不

容缓。

1.2 同步整流技术的基本原理

80年代初，高频功率MOSFET 刚开始得到发展，NEC 公司的S.IKEDA 等人就提出了一种新的整流管[3]，即采用功率MOSFET 来代替功率二极管作为整流器件，从而实现了输出整流管通态压降小、耗散功率低，效率高的DC/DC 变换器。它能大大提高DC/DC 变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET 属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性成线性关系。用功率MOSFET 做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流电路（SR ）。为满足更高频率、更大容量的同步整流电路的需要，人们不断地探索并提出更新的功率MOSFET 结构[4]。

1.2.1 同步整流技术对于效率的贡献

低电压大电流功率变换器的特点是低

的输出电压等级和高的输出电流等级，同

时高的功率密度和高的瞬态响应。而在低

输出电压和高输出电流工作情况下，普通

二级管或肖特基二极管的整流损耗已经无

法满足高效率和高功率密度的需要。因为

普通二级管的正向导通压降大(一般在

0.7-1.0V 之间)，肖特基二极管的导通压降

较低，但一般也很难低于0.3V ，因而整流

管的导通损耗占总损耗的很大比例[5]。在

只考虑导通损耗的情况下，可以得到变换器效率和整流管压降的近似关系为：

图1-1 变换器效率η与 DF O V /V DF O 11V /V ?αη＝＋ (1.1)

其中，V DF 为对应负载电流为I O 时，整流管的正相导通压降。α为整流管导通损耗以外的变换器损耗P TL 与输入功率P IN 的比值。

图1-1给出了由式1.1确定的效率η随V DF /V o 变化的曲线（以α为参量）。由图1-1

可以看出，随着输出电压V o 的进一步降低，整流管的压降V DF 将更加逼近V o ,变换器的效率将逐渐降低。

由此可见，整流管压降较高是限制变换器效率的主要因素。要提高低电压大电流变换器的效率，关键是减少整流部分的损耗。用通态阻抗小的MOSFET 代替二极管进行整流，可以有效大大降低整流损耗，提高变换器的效率。

为此，基于如何降低低电压大电流功率变换器的整流损耗、提高整流效率的同步整流技术，成为低电压大电流功率变换器的技术瓶颈和技术核心。同步整流技术的基本思路是采用功率MOSFET 作为整流器件，取代普通二极管或者肖特基二极管进行整流。功率MOSFET 的特点是:导通电阻低、开关时间短、输入阻抗高。目前可用于同步整流的功率MOSFET 的最低导通电阻为3-4.5m ?，因此如果输出电流为10A ，其正向导通压降仅为0.03-0.045V ；如果输出电流为50A ，其正向导通压降仅为0.15-0.225V ，从而可以满足低电压大电流功率变换器的高效率的需要。诚然如果单一低电压大电流功率变换器模块输出电流等级非常高，比如100A ，以3m ?导通电阻的功率MOSFET 为例，其正向导通压降虽然也达到了0.3V 。但在这种情况下，可以采用功率MOSFET 多管并联运行的形式以降低正向导通压降，采用双管并联运行，则正向导通压降为0.15V ；采用三管并联运行，则正向导通压降为0.1V 。

功率MOSFET 不像普通二极管和肖特基二极管那样，在承受反向电压时自然截止，所以必须控制功率MOSFET 的导通和关断。功率MOSFET 在同步整流技术中常称为同步整流管。

1.2.2 同步整流器件

1-2 整流二极管和功率MOS 管的电路图形符号

同步整流技术就是用功率

MOSFET 代替普通二极管或者肖特基

二极管进行整流，所以，研究同步整流

技术，就必须首先深入地了解同步整流

器件，即功率MOSFET 。不但应该深

入研究功率MOSFET 的导电特性，而

且要基于其整流损耗模型，进行整流损

耗分析。

MOSFET为电压控制型器件，电压控制意味着对电场能的控制，故称作为电场效应晶体管。MOSFET利用多数载流子导电的器件，因而又称为单极性晶体管。MOSFET 的电压控制机理是利用栅极电压的大小来改变感应电场生成的导电沟道的厚度(感生电荷的多少)，来控制漏极电流i D的。图1-2所示为整流二极管和N沟道功率MOS管的电路图形符号[6]。整流二极管有两极：阳极A和阴极K。功率MOS管有三级：漏极D、源极S和栅（门）极G。用作SR时，功率MOS管的源极S相当于二极管的阳极A，漏极D相当于二极管的阴极K。漏源间有一个寄生二极管（或称体二极管），还有输出结电容（此处未画出），驱动信号加在栅极和源极（GS）之间。因此，功率MOS管也是一种可控的开关器件，提供适当的驱动控制，可实现整流。但这时候MOS管是反接的，与作为开关管使用时是完全不同的。

MOS管的主要参数如下[7]：

（1）源极击穿电压V(BR)DSS：它决定了器件的最高工作电压，是随温度上升而增大的。

（2）最大漏极电流I dmax：是在输出特性饱和区中漏极电源饱和值。

（3）门槛（阈值）电压V th：通常定义在漏极短接的条件下，漏极电流I d等于1mA 时的栅极电压定义为门槛（阈值）电压。随着漏源极电压增加，门槛电压会降低。同时，门槛电压也会随着节温的升高而下降。

（4）导通电阻R ds（on）：这是一个非常重要的参数，决定了MOSFET自身的损耗。

（5）导通时间T on和关断时间T off：MOSFET的开关时间与温度变化无关，但与栅极驱动电压以及漏极所接的负载性质、大小有关。导通时间T on随I d增加而增加；关断时间T off随漏极电流I d增加而减小。

当栅极电压V gs小于门槛电压V th时，无论V ds的极性如何，两个PN结中，总有一个PN结是反向偏置的，因此漏极电流I d几乎为零，这种情况下形成耗尽层，MOSFET不能导通。当栅极电压V gs大于门槛电压V th时，漏极和源极之间形成N型沟道，由于N型沟道电阻很小，故在漏源正电压V ds的作用下，电子从源极流向漏极，或者说，正电荷从漏极流向源极，这就是通常采用的MOSFET正向导电特性。

事实上，可以看出，栅极电压V gs的作用仅仅是在于形成漏极和源极之间的N型导电沟道，而N型导电沟道相当于一个无极性的等效电阻。因而从理论上分析，若改变漏源极的电压极性，即在漏源极加反向电压，电子会反向从漏极流向源级，正电荷将从源极流向漏极，实现MOSFET反向导电特性。从以上分析可知，MOSFET实际上是

一个双向导电器件，只是在以往的应用中无须利用到反向导电特性，而形成MOSFET 只能单向导电的一般概念[8]。

1.2.3 同步整流器件功率MOSFET的最新进展

为满足高频、大容量同步整流电路的需要，近年来一些专用功率MOSFET不断问世，典型产品有FAIRCHILD公司生产的NDS8410型N沟道功率MOSFET，其通态电阻为0.015?。Philips公司生产的SI4800型功率MOSFET是采用TrenchMOS TM技术制成的，其通断状态可用逻辑电平来控制，漏－源通态电阻仅为0.0155?。IR公司生产的IRL3102(20V/61A)、IRL2203(30V/116A)、IRL3803(30V/100A)型功率MOSFET，它们的通态电阻分别为0.013?，0.007?和0.006?，在通过20A电流时导通压降还不到0.3V。这些专用功率MOSFET的输入阻抗高，开关时间短，现已成为设计低电压、大电流变换器的首选整流器件。

最近，国外IC厂家还开发出同步整流集成电路(SRIC)。例如，IR公司最近推出的IR1176就是一种专门用于驱动N沟道功率MOSFET的高速CMOS控制器。IR1176可不依赖于初级侧拓扑而单独运行，并且不需要增加有源箝位(active clamp)、栅极驱动补偿等复杂电路。IR1176可不依赖于输出电压在5V以下的大电流DC/DC变换器中的同步整流器，能大大简化并改善宽带服务器中隔离式DC/DC变换器的设计。IR1176配上IRF7822型功率MOSFET，可提高变换器的效率。当输入直流电压为+48V，输出为+1.8V，40A时，DC/DC变换器的效率可达到86%，输出1.5V时的效率仍可达到85%。

本次试验中选用IR公司的IRF3205，其源极击穿电压V(BR)DSS=55V，栅极驱动电压V gs=10V，最大栅－源电压V gs(max)=±20V，导通电阻R ds(on)=0.008?，允许通过最大漏极电流I dmax为110A(25°C)或80A(100°C)，峰值漏极电流I dM可达390A，最大功耗为200W(25°C)。工作温度范围是-°55~+175°C。IRF3205内部有一只续流二极管VD，反极型地并联在漏－源极之间（负极接D，正极接S），能对MOSFET功率管起到保护作用，即MOS管的体二级管，如图1-2所示。VD的反向恢复时间t rr=69ns。

1.3 课题的来源和研究意义

本文课题来源于本人硕士阶段实习期间在公司所做的客户定制电源的进一步研

究。该定制电源为一款网络交换机电源，该电源是为解决85~265V交流输入，3.3V/4A 输出的网络交换机的供电问题。主电路采用反激Flyback拓扑，相对于其他离线式DC/DC变换器，反激变换器具有电路拓扑最简洁、输入输出电气隔离、升/降范围宽、易于多路输出等优点，广泛应用于中小功率变换场合。

课题的研究意义为：

通过对同步整流反激变换器和普通反激变换器的比较研究，旨在做出高功率密度、高变换效率和高可靠性的开关电源，并为拓宽反激变换器的应用提供技术基础。

1.4 本文主要研究内容

本文介绍了同步整流技术的基本原理，分析了目前国内外在同步整流驱动技术方面取得的新进展，介绍了新近出现的同步整流器及其工作原理。重点研究了反激同步整流器的稳态原理、参数设计准则，其次研究了反激变换器稳态原理和RCD箝位电路的设计方法，建立了损耗模型并进行了损耗分析。其主要内容分为以下五章： 绪论：分析了低压大电流直流模块电源发展现状，介绍了同步整流技术和同步整流器件。

第二章：研究了反激变换器的原理，重点分析了反激变换器的三种工作方式；对降低反激变换器开关电压应力的缓冲器进行了分析比较，并选用了RCD箝位电路作为本次试验的缓冲电路，对RCD箝位电路的参数进行了设计。

第三章：分析了反激同步整流变换器的原理及常见同步整流的驱动方式。分析了同步整流技术，建立了反激同步整流电路的损耗模型并对本实验中的各种损耗进行了分析，给出了结果。理论分析同步整流技术对于提高低压大电流输出电源的效率有很大的作用。

第四章:详细论述了基于同步整流技术的3.3V/4A输出反激变换器变压器的设计过程，并详细介绍了试验中所用芯片UC2842的功能和外围电路。对两种方案的反激变换器的设计给出了试验结果，测试了样机的效率并给出了结果，试验结果和理论分析完全一致。

第五章：对本文的工作进行了总结，提出了进一步工作的设想。

2 反激变换器的工作原理及缓冲电路设计

2.1 反激变换器的工作原理

反激变换器的电路拓扑如图2-1所示[9]

。开关管Q1导通时，变压器储存能量，这时

可把变压器看成是一个电感，L p 相当于一个

纯电感，流过L p 的电流线性上升，达到幅值

I p 。电流i p 上升斜率由di p /dt=V s /L p 决定，磁芯

不饱和，则i p 线性增加，磁芯内的磁感应强

度将从B r 增加到工作峰值B m ，整流二极管D1截止，负载电流由输出滤波电容C2提供。开关管Q1关断时，变压器将初级储存的能量1/2L p I p 2传送到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电，以补偿电容C2单独提供负载电流时消耗的能量[10]。 图2-1 反激变换器电路拓扑 若次级电流i s 在下一个周期开始前下降到零，则电路工作于不连续模式。根据电感电流是否连续将反激变换器分成电感电流断续模式(DCM)、电感电流连续模式(CCM)和电感电流临界连续模式。不同模式时电感电流波形如图2-2所示，图中i p ，i s 分别为反激变换器变压器原、副边电感电流，D 为开关管Q1的占空比，T s 为变换器开关周期。 (a)DCM 模式 模式 电流临界连续模式

和L2上的电流波形

在稳态时，开关管导通期间，变压器内磁通增量ΔΦ应等于反激期间内的磁通变化量，即：ΔΦ=V s ×T on /N p =V s ×T off /N s 。由此式可见，如果磁通增量相等的工作点稳定建立时，变压器原边绕组每匝的伏－秒值必然等于副边绕组每匝的伏－秒值。反激变换器的拓扑实际就是一个BUCK-BOOST 组合的变换器拓扑的应用。

2.1.1 电流断续模式

从次级电流降为零到下一周期开始之前有死区(T dt )，则电路工作于不连续模式，如图2-2(a)所示：Q1导通期间，N p 的电压恒定，其电流线性上升，斜率为 p

dc ds dc p p di V V V dt L L ?=≈ (2.1)

其中，L p 是初级励磁电感。在Q1导通时间结束后，初级电流上升到： dc ds dc p on on p p V V V I T L L ≈T ?=×× (2.2)

此时，变压器储存的能量为： 2

P P L (I )E 2= (2.3)

Q1关断时，励磁电感的电流使各绕组电压反向。由于电感电流不能突变，在Q1关断瞬间，变压器次级电流幅值为 p s p s N I I N =× (2.4)

励磁电感的电流使各绕组电压反向，N s 异名端电压为正，电流从该端流出并线性下降，其斜率为 S O D S

dI V V dt L 1+= (2.5) 反激变换器的输入功率为 2s DT 2dc ds dc s i dc s p 0V V V D T 1P V tdt T L 2?≈∫＝p L (2.6)

由式(2.6)可见，只要反馈环保持V dc ×D 恒定，即可保持输出恒定。

反激变换器的输出功率为

(2.7) O O P V I ＝O 设变换效率为η，由式(2.6)、(2.7)可得 22dc s P O V D T 2L I ×ηO V ＝ (2.8)

由式(2.8)得：反激变换器工作于电流断续模式时，输出电压与负载有关，负载减轻时，输出电压升高。

2.1.2 电流连续模式

若副边电流i s 太大，在开关管Q1截止期间没有下降到零，则在下周期开始时，初级电流前沿将出现阶梯，这表明电路工作于连续模式，如图3-2(b)所示。电路工作于CCM 的模式下时，其电压增益M=V o/Vs=K×D/(1-D)K(K 为原副边匝数比)。根据磁通连续性原理可得： S dc P N D V N 1D ?O V ＝ (2.9)

式(2.9)表明，反激变换器在电流连续模式下，输出电压的大小与负载无关。 设反激变换器的输出功率为P o ，变换效率为η，则输入电流平均值为

O ave dc P I V ×η＝ (2.10) 又由图2-2(b)可得 s DT dc ave p 0s p V 1I I T L ??=?×??????∫t dt (2.11)

由式(2.10)、(2.11)可得输入电流峰值为 o dc s p dc p P V T I V D 2L D ×××η×＝＋ (2.12)

2.1.3 电流临界连续模式

电流临界连续模式介于电流连续模式和电流断续模式之间，这种模式下，输出电压和输出电流同时满足式(2.8)和(2.9)。将式(2.8)代入式(2.9)得

22p dc s dc on s s o p s p o N V T V T F I I D 2L N 2L V ＝＝（1-D）＝ (2.13)

式中I s 为临界连续电感电流。

当占空比D=0.5时临界连续电流达到最大值I gmax p dc s g max p s N V T I 8L N ＝ (2.14)

将式(2.14)代入式(2.13)，得电流临界连续模式下的外特性为：

(2.15)

o g max I 4I D ＝（1－D）将式(2.15)代入式(2.13)，得电流断续模式下的外特性为 2s d o g max c p o N V I 4I D N V ＝ (2.16)

2.1.4 反激变换器的外特性曲线

由式(2.16)DCM 模式时： 2

o p dc s o g max V N 4D V N I /I = (2.17)

由式(2.9)得CCM 模式时： o p

dc s V N D V N 1D =? (2.18)

由式(2.15)，得临界连续模式时： (o

g max I 4D 1D I =?) (2.19)

根据式(2.17)、(2.18)、(2.19)，得到反激变换

器的外特性曲线，如图2-3所示。曲线A 为临界连

续模式时的外特性，A 左边的曲线为DCM 模式外特性，A 右边的曲线为CCM 模式外特性。反激变换器外特性有如下特点：

图2-3 反激变换器的外特性 (1)电压源特性：当变换器工作于CCM 模式时，输出电压与输出电流的大小无关，变换器外特性类似电压源特性；

(2)类电流源特性：当变换器工作于DCM 模式时，变换器存在很高的非线性内阻，变换器具有类似于电流源的特性。

2.1.5 不同工作模式比较

反激变换器的CCM 和DCM 模式，有完全不同的工作特性和应用场合，其工作特性比较如下：

(1)在同样输出功率时，DCM 模式下的初级电流峰值约为CCM 模式下的两倍。这是因为若二者平均电流值相等，则图2-2(a)所示的三角波电流峰值一定比图2-2(b)中所示的梯形电流峰值高。这就要求DCM 模式下使用更大电流且可能更昂贵的开关管。另外，初级电流更大也会导致更严重的射频干扰（RFI ）问题。

(2)不连续模式下的次级电流有效值可达到连续模式下的两倍。因此，不连续模式下要求大的导线尺寸和耐高纹波的输出滤波电容。由于次级有效值电流较大，不连续模式下整流二极管的温升也更高。

(3)由式(2.)可知，若变换器设计在整个工作状态电流连续，I g =I omin ，最小输出电流为临界连续电流，电感量

2222dc on s dc on s p omax o omin V T F V T F L 2I V 2P ≥＝ (2.20) 2222dc on s dc on s p omax o omin V T F V T F L 2I V 2P ≤＝ (2.21)

由此可知，相同输出功率时，DCM 模式比CCM 模式电感量小得多，储能变压器体积也要小得多。

(4)由外特性曲线可知，如果变换器工作于DCM 模式，由负载变化引起的占空比调节范围很大，使调节困难，因此DCM 模式一般用于负载变化很小且输出功率小的场合；变换器工作在CCM 模式，对于输入电网电压以及负载的变化只需较小的脉冲变化便能维持输出电压V o 的恒定。

(5)由图2-2(a)可知，DCM 模式时，变压器副边整流二极管在开关管再次导通时电流已下降到零，没有由于二极管反向恢复而引起的振铃现象和由此引起的无线电干扰问题；CCM 模式时，则存在整流二极管的反向恢复问题。

本文所设计的反激变换器满载时工作于CCM 模式，轻载的时候工作于DCM 模式。

2.2 反激变换器的缓冲电路

反激变换器(Flyback)由于具有电路拓扑简洁，输入输出电气隔离、电压升降范围宽、易于多路输出等优点，因而广泛地应用于中小功率变换器中。但是，反激变换器功率开关电压、电流应力大，漏感引起的功率开关电压尖峰必须用缓冲电路来限制。

反激变换器中的隔离变压器兼起储能电感的作用，变压器的磁芯处于直流偏磁状态，为防止磁芯饱和，需要较大的气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。当功率开关管关断的时候，由漏感储能引起的电流突变将引起很高的关断电压尖峰；功率管导通时，电感电流变化率大，电流峰值大，CCM 模式时整流二极管反向恢复引起功率开关开通时高的电流尖峰。因此，必须用缓冲电路来限制反激变换器功率开关管的电压、电流应力。

常见的反激变换器的缓冲电路有RCD 电路，LCD 电路和有源箝位电路等几种缓冲电路。

2.2.1 反激变换器常用的几种箝位电路

反激变换器必须采用箝位电路，以降低开关管关断时的电压应力。常见的箝位电路有RCD 吸收电路、复位绕组箝位电路、双晶体管、双二极管箝位电路、LCD 箝位电路和有源箝位电路[11]。 1

RCD

吸收电路 在对成本要求十分严格，而对变换器效率要求不高的电源中，一般采用RCD 吸收电路。RCD 吸收电路可加在变压器原边两端和开关管两端，电路拓扑如图2-4所示，图(a)为RCD 箝位，图(b)成为RCD 缓冲，也可将它们组合使用。N p 为原边绕组，N s 为

(a) (b)

图2-4 带RCD 吸收电路的反激变换器

副边绕组。

RCD箝位电路比RCD缓冲电路更适合在反激变换器中应用。这类电路的优点是：电路拓扑简洁；

转移到电容C上，开关管漏源电压被

箝位在V i＋（N p/N s）V o；

缺点是：

漏感能量消耗在电阻R上，变换

效率不高。

图2-5 采用复位绕组的反激变换器

2复位绕组箝位电路

在变压器中加入一个复位绕组N3，图2-5是它的主电路。复位时，磁化电流流过复位绕组N3。开关管的电压应力为V=(1+N p/N3)/V in，在实际应用中，为了降低开关管的电压应力，同时尽量提高变换器的占空比D，一般使复位绕组的匝数与原边绕组匝数相同，这样变换器的占空比D<0.5，开关管的电压应力为V=2V in。

该电路的特点为：

复位绕组N3须和N p匝数相等；

漏感能量通过D2归还给电网；

要求N p和N3能全耦合，这一Array般难以做到。

3双晶体管、双二极管箝位电路

电路拓扑如图2-6所示，该电

路特点为：

可以降低开关管的电压应

力，使每个场效应管上施加的电

压幅值不超过V i，适合于高输入

图2-6 双晶体管、双二极管箝位反激变换器

电压场合；

须多用三只器件：Q2、D1、D2。

4LCD箝位电路

LCD箝位网络由两只箝位二极管Dl和D2、一个箝位电感L1和一个箝位电容C2组成。由于箝位网络中不存在电阻，因此该网络是无损的。图2-7给出了LCD箝位反激变

换器的主电路。

该电路有四种工作模式：模式I（功率开关Q导通与截止期间均无能量回馈到电网）；模式II（功率开关Q导通和截止期间均有能量回馈到电网）；模式III（功率开关Q导通期间有能量回馈到电网）；模式IV（功率开关Q截止期间有能量回馈到电网）。采用LCD箝位技术的反激变换器的优点是:

主开关管的结电容使变压器双向磁化，但结电容一般很小，变压器的反向磁化电流也很小，因此变换器的最大占空比是0.5；

开关管的电压应力比采用复位绕组时低；

箝位网络是无损耗的，励磁能量和漏感能量全部回馈到电网中去了。

它的缺点是:

箝位单元在谐振时峰值电流较大，这个电流流过开关管Q1，增加了Q1的电流定额和通态损耗。同时，开关管是硬开通的，存在开通损耗。

图2-7LCD箝位反激变换器

图2-8 有源箝位的反激变换器及其工作波形

5有源箝位电路

有源箝位网络由箝位开关管Q c和箝位电容C c组成，D c是Q c的反并联二极管。根据箝位电容C c的位置不同，有源箝位反激变换器的拓扑方式如图2-8。

有源箝位反激变换器的优点是:

利用箝位电容C c及MOS管输出电容和变压器绕组漏感谐振，创造主开关Q、箝位开关Q c零电压开通(ZVS)的条件；

将变压器的漏感能量吸收并回馈到电网侧，消除了漏感引起的关断电压尖峰，功率开关承受最小电压应力；