开关电源拓扑的选择
第二章 拓扑实际选择
2.1 引言
在设计你的变换器前，你必须首先选择电路拓扑。因为其它所有电路元件设计，像元件选择，磁芯设计，闭环补偿等等都取决于拓扑。所以在设计开始之前，你得首先仔细研究所要开发的电源的要求和技术规范：输入、输出电压，输出功率、输出纹波、电磁兼容要求等等，以保证选择适当的拓扑。
在电力电子技术教科书和开关电源书籍中只是概要地介绍几个基本的拓扑，分别说明这些拓扑工作的基本概念，输出与输入关系，和对元器件基本要求等等，而很少或没有指出该拓扑的长处和短处以及相应的应用场合。而在有关文献中讨论的拓扑就非常多，单就谐振变换器拓扑就有数百种。在如此众多的拓扑中，实际看到经常在产品中使用的拓扑只有大约14种。为何有如此巨大差距？一个很重要的因素是作为电源商品，成本(军品另当别论)和质量作为第一目标。因此，选择的电路拓扑应当考虑到电路复杂性和是否成熟，该拓扑可能使用的元器件定额和是否易购，制造是否需要高级技术人员、特殊的测试设备、元器件是否严格筛选等等，应当从整个电源产品效率、体积、成本以及技术条件和规范综合因素考虑。因此尽管众多研究者为了提高电源效率，减少体积研究如何减少开关损耗，提高开关频率，提出如此多的拓扑，发明者申请了大量专利。这些拓扑和专利在理论上是有价值的，并存在应用的可能性，软开关PWM 和有源箝位等技术都是从研究谐振，准谐振变换器发展而来的。这些新拓扑和专利在某一方面提出了新的途径和方法，但也会带来某些方面的不足，作者和申请者不可能面面俱到。理论上先进就能做出最好产品，这是天真的想法。理论研究始终是探索性的，始终走在生产的前面；而产品是该领域研究最充分，经过若干因素折衷的实践产物。这也是理论研究与生产实际的差别。同时也是专利与生产力的距离。专利往往只是一个好主意（good idea ），只是在某一方面有独创性，是否能转变为产品那就时另一回事。如果为了将效率提高1％，而使得成本提高10％，这是任何厂商不愿意做的。因此很少专利转变为生产力就不足为奇了。但是在体积、重量要求严格而批量小的军品则另当别论。
决定拓扑选择的一个重要因素是输入电压和输出/输入比。图 2.1示出了常用隔离的拓扑相对适用的电压范围。拓扑选择还与输出功率，输出电压路数，输出电压调节范围等有关。一般情况下，对于给定场合你可以应用多种拓扑，不可能说某种拓扑对某种应用是绝对地适用，因为产品设计还有设计者对某种拓扑的经验、元器件是否容易得到、成本要求、对技术人员要求、调试设备和人员素质、生产工艺设备、批量、军品还是民品等等因素有关。因此要选择最好的拓扑，必须熟悉每种拓扑的长处和短处以及拓扑的应用领域。如果随便选择一个拓扑，可能一开始就宣布新电源设计的失败。
2.2 输入和输出
如果输出与输入共地，则可以采用非隔离的
Buck ，Boost 共地变换器。这些电路结构简单，元器
件少。如果输入电压很高，从安全考虑，一般输出
需要与输入隔离。
在选择拓扑之前，你首先应当知道输入电压变
化范围内，输出电压是高于还是低于输入电压？例
如，Buck 变换器仅可用于输出电压低于输入电压的
场合，所以，输出电压应当在任何时候都应当低于
输入电压。如果你要求输入24V ，输出15V ，就可以采用Buck 拓扑；但是输入24V 是从8V ～80V(MIL －STD －704A ），你就不能使用Buck 变换器，因为Buck 变换器不能将8V 变换成15V 。如果输出电压始终高于输入电压，就得采用Boost 拓扑。
） 图2.1 各种隔离拓扑应用电压范围
如果输出电压与输入电压比太大（或太小）是有限制的，例如输入400V ，要求输出48V 还是采用Buck 变换器，则电压比太大，虽然输出电压始终低于输入电压，但这样大的电压比，尽管没有超出控制芯片的最小占空比范围，但是，限制了开关频率。而且功率器件峰值电流大，功率器件选择困难。如果采用具有隔离的拓扑，可以通过匝比调节合适的占空比。达到较好的性能价格比。
2.3 开关频率和占空比的实际限制
2.3.1 开关频率
在设计变换器时，首先要选择开关频率。提高频率的主要目的是减少电源的体积和重量。而占电源体积和重量最大的是磁性元件。现代开关电源中磁性元器件占开关电源的体积（20%～30%），重量（30%～40%），损耗20%～30%。根据电磁感应定律有
Bf NA U ?=式中U －变压器施加的电压；N －线圈匝数；A －磁芯截面积；ΔB －磁通密度变化量；f －变压器工作频率。
在频率较低时，ΔB 受磁性材料饱和限制。由上式可见，当U 一定时，要使得磁芯体积减少，匝数和磁芯截面积乘积与频率成反比，提高频率是减少电源体积的主要措施。这是开关电源出现以来无数科技工作者主要研究课题。
但是能否无限制提高开关电源频率？非也。主要有两个限制因素：第一是磁性材料的损耗。高频时一般采用铁氧体，其单位体积损耗表示为
βαηm T B f P = (1)
式中η－不同材料的系数；f －工作频率；B m －工作磁感应幅值。α和β分别为大于1的频率和磁感应损耗指数。一般α＝1.2～1.7;β=2～2.7。频率提高损耗加大，为减少损耗，高频时，降低磁感应B m 使得损耗不太大，违背了减少体积的目的。否则损耗太大，效率降低。再者，磁芯处理功率越大，体积越大散热条件越差，大功率磁芯也限制开关频率。
I
其次，功率器件开关损耗限制。以Buck 变换器为例来说明开关损耗。图2.2是典型的电流连续Buck 变换器功率管电流电压波形图。可以看到，晶体管开通时，集电极电流上升到最大值时集电极电压才开始下降。关断时，集电极电压首先上升到最大值集电极电流才开始下降。假定电压、电流上升和下降都是线性的。可以得到开关损耗为
)](2
)(2[1dv di c c rv ri c c s t t I U t t I U T P +++= )(2
d r c c t t f I U += 式中－开通时电流上升时间与电压下降时间之和；rv ri r t t t +=dv di d t t t +=－关断时电压上升时间与电流下降时间之和。一般t r +t d s c c s ft I U P =如果电流断续，只有关断损耗，开关损耗为 s c c s ft I U P 5.0=可见，开关损耗与频率、开关时间成正比。断续似乎比连续开关损耗少一半，但应当注意，在同样输出功率时，功率管电流至少是电流连续时的一倍，除了器件电流定额加大，成本增加外，导通压降损耗也增加。滤波电感磁芯工作在正激变压器状态，磁芯和线圈高频损耗也将大大增加。虽然，通过软开关技术可以减少开关损耗，但请注意，软开关总是利用LC 谐振，谐振电流（或电压）很大，谐振电流通过晶体管、电感L 和电容C，这些元器件也是有损耗的。有时只提高效率1～2％，但电路复杂，元件数增多，成本增加，有时甚至得不偿失。目前用MOSFET 开关的电源，功率在5kW 以下，工作频率一般在200kHz 以下。BJT 最高达50kHz 。3kW 以上采用IGBT 的最高30kHz。用MOSFET 与IGBT （BJT）组合管最高也不超过100kHz。变换功率几十瓦，当然工作频率可以提高。 此外，变换功率越大，电流电压越大，如果大功率管与小功率管相同的电流上升和下降速率，大功率管需要更长的开关时间。何况大功率器件芯片面积大，为避免电流集中降低开关时电流升降速率也增加了开关时间。可见，变换功率越大，允许开关频率越低。 如果你听说他的开关电源工作频率可达几个MHz，你得问问他的变换功率有多大？ 2.3.2 占空度 开关变换器的变换比（输出电压与输入电压比）太大或太小是有限制的。首先，变换器占空比（开关导通时间与开关周期之比）受控制芯片最大和最小值的限制。在有些拓扑中，占空比不能大于 0.5。总之，通用PWM控制IC芯片通常不保证占空比能大于0.85；有些芯片在合理的工作频率下，也不保证占空比在0.05以下能以较小的损耗快速驱动MOSFET的栅极。 例如，开关频率为250kHz，周期为4μs，如果占空比是0.1，MOSFET的导通时间仅为0.4μs，要是MOSFET的开通时间为0.1μs，关断时间也为0.1μs，几乎大部分导通时间被过渡时间“吃”掉了，损耗加大。这就为什么变换功率越高，工作频率越低的原因之一。 不管控制IC和高电流栅极驱动等等，只要不将占空比设计在最小0.1和最大0.8（对于0.5限制度变换器为0.45）之外，那就不必担心。 如果采用的拓扑有变压器，变比可以调节占空度。但变比也有限制。如果变比太大或太小，初级与次级导线尺寸相差太大，线圈绕制发生困难。一般初级与次级匝比最大为10:1,最小为1:10。要是你需要由很低的电压获得高压，你是否考虑采用两级变换器或次级采取倍压电路提升电压。 2.4 几个输出？ 紧接占空比的问题是多少输出。例如，如果不是1个输出，Buck是不适合的。在有些情况下，可以加后续调节器得到另一个电压，实际的例子是用Buck变换器产生5V输出，再由线性调节器（或另一个开关）从5V输入产生一个3.3V输出。但相关的瞬态、噪声、损耗应满足要求。 最坏的情况下，设计多个独立的变换器，而不是采用复杂的许多线圈的磁元件。在开始设计之前，你得考虑考虑，要是采用多输出变换器，或许节省了几块钱的控制IC，但可能花几十块钱做那个复杂的多线圈磁元件。在设计之前，首先应权衡磁元件、电路元件及附加成本，不要就事论事。 2.5 隔离 在设计前预先要知道次级与初级是否需要隔离。如输入由电网或高压供电，作为商品有安全规范（以及EMI问题）需要隔离的要求。典型的例子是输入与输出有500V交流耐压要求。你知道安全要求后，有些拓扑，像没有隔离的Buck,Boost等等将排除在外。 2.6 EMI 在设计开始时就要想到EMI问题，不要等到设计好了再考虑EMI。有些拓扑可能有许多成功地避免EMI问题。如果是不隔离的系统，因为在系统中不涉及到第三根导线，如单独用电池供电，就没有共模噪声，这使你滤波变得容易。 此外，某些拓扑就是比其他拓扑具有更多的噪声。区别在于某些拓扑在每个周期的部分时间与输入断开，引起输入电流的中断。如果输入电流连续，就没有陡峭的上升和下降沿，电流不会为零，就容易滤波。 Buck变换器就是输入电流断续的一个例子，因为当开关打开时，输入电流为零。Boost变换器的电感始终接在输入回路中，但输入电流是否连续取决于Boost是否工作在断续还是连续。 作者建议大功率电源最好不要采用输入电流断续的拓扑，因为那些拓扑通常需要很花钱的磁元件。 2.7 BJT，MOSFET还是IGBT? 拓扑选择与所能用的功率器件有关。就目前可以买到的功率器件有双极型（BJT）功率管，MOSFET和IGBT。双极型管的电压定额可超过1.5kV，常用1kV以下，电流从几mA到数百A；MOSFET在1kV以下，常用500V以下,电流数A到数百A；IGBT电压定额在500V以上，可达数kV，电流数十A到数kA。 不同的器件具有不同的驱动要求：双极型晶体管是电流驱动，大功率高压管的电流增益低，常用于单开关拓扑。在低功率到中等功率范围，除了特别的理由以外，90%选择MOSFET。 理由之一是成本。如果产品产量大，双极性管仍然比MOSFET便宜。但是使用双极型功率管就意味着开关频率比MOSFET低，因此磁元件体积比较大。这样是否还合算？你得仔细研究研究成本。 高输入电压（380V）时，或推挽拓扑加上瞬态电压要求双倍以上电压，选择功率管你可能感到为难，如果采用双极型管，你可以买到1500V双极型管，而目前能买到MOSFET最大电压为1000V，导通电阻比BJT大。当然，你可能考虑用IGBT，遗憾的是IGBT驱动虽然像MOSFET，而它的开关速度与双极型管相似，有严重的拖尾问题。 可见，低压（500V）以下，基本上是MOSFET天下，小功率（数百瓦）开关频率数百kHz。IGBT定额一般在500V以上，电流数十A以上，主要应用于调速，基本上代替高压达林顿双极型管。工作频率最高可达30kHz，通常在20kHz左右。因为导通压降大，不用于100V以下。 （a ） 图2.3. 提高功率开关频率 （a ） IGBT 与MOSFET 并联 （b ） B JT 与MOSFET 串联 为了提高IGBT 或BJT 的开关速度，也可将MOSFET 与BJT 或IGBT 组合成复合管。图2.3(b)中U (BR)CBO /70A 的BJT 与50V/60A 的MOSFET 串联，用于三相380V 整流电感滤波输入（510V ）双端正激3kW 通信电源中。导通时首先驱动功率MOSFET ，这时BJT 工作在共基极组态，发射极输入电流，或因MOSFET 导通漏极电压下降，BJT 发射结正偏，产生基极电流，导致集电极电流，通过比例驱动电路形成正反馈，使得BJT 饱和导通。当关断时，首先关断MOSFET ，发射结反偏，使得BJT 迅速关断。共基极频率特性是共射极的β倍。提高了关断速度。低压MOSFET 导通电阻只有m Ω数量级，导通损耗很小。实际电路工作频 率为50kHz 。 MOSFET 与IGBT 并联也是利用MOSFET 的开关特性。要达到这一目的，应当这样设计MOSFET 和IGBT 的驱动：开通时，PWM 信号可同时或首先驱动MOSFET 导通，后导通IGBT 。IGBT 零电压导通。关断时，先关断IGBT ，IGBT 是零电压关断；在经过一定延迟关断MOSFET 。MOSFET 承担开关损耗；在导通期间，高压MOSFET 导通压降大于IGBT ，大部分电流流过IGBT ，让IGBT 承担导通损耗。这种组合实际例子工作频率50kHz ，3kW 半桥拓扑。 2.8 连续还是断续 电感(包括反激变压器)电流（安匝）连续还是断续：在断续模式的变换器中，电感电流在周期的某些时刻电流为零。电流（安匝）连续是要有足够的电感量维持最小负载电流I L min （包括假负载），在周期的任何时刻电感都应当有电流流通。即 L D T U I o L 2)1(min ?≥ 其中T －开关周期；D ＝T on /T －占空比；T on －晶体管导通时间。我们假定整流器的正向压降与输出电压相比很小。要是最小负载电流为零，你必须进入断续模式。 在实际电源设计时，一般电源有空载要求，又不允许电感体积太大，在轻载时肯定断续，在这种情况下，有时设置假负载，并当负载电流超过使假负载断开，否则可能引起闭环控制的稳定性问题，应当仔细设计反馈补偿网络。 同步整流是一个例外。变换器应用同步整流总是连续模式，没有最小电感要求。 2.9 同步整流 在现今许多低输出电压应用场合，变换器效率比成本更（几乎）重要。从用户观点来说，比较贵的但高效率的变换器实际上是便宜的。如果一台计算机电源效率低，真正计算时间常常很少，而待机时间很长，将花费更多的电费。 如果效率很重要，就要考虑采用同步整流技术。即输出整流采用MOSFET 。当今可买到许多IC 驱动芯片既能驱动场效应管，也能很好驱动同步整流器。 采用同步整流的另一个理由是它将电流断续模式工作的变换器转变为电流连续工作模式。这是因为即使没有负载，电流可以在两个方向流通（因为MOSFET 可以在两个方向导通）。运用同步整流，解除了你对模式改变的担心（模式改变可能引起变换器的不稳定）和保证连续的最小电感要求。 图2.4 (a) 二极管整流变换器和(b)同步整流变换器 同步整流一个问题这里值得提一下。主开关管在同步整流导通前关断，反之亦然。如果忽略了这样处理，将产生穿通现象，即输入（或输出）电压将直接对地短路，而造成很高的损耗和可能导致失效。在两个MOSFET 关断时间，电感电流还在流。通常，MOSFET 体二极管不应当流过电流，因为这个二极管恢复时间很长。如假定MOSFET 截止时体二极管流过电流，当体二极管恢复时，它在反向恢复起短路作用，所以一旦输入（或输出）到地通路，发生穿通，就可能导致变换器失效，如图 2.4（b ） 所示。解决这个问题可用一个肖特基二极管与MOSFET 的体二极管并联，让它在场效应管截止时流过电流。（因为肖特基的正向压降比体二极管低，肖特基几乎流过全部电流，体二极管的反向恢复时间与关断前正向电流有关，所以这时可以忽略） 2.10 电压型与电流型控制 开关电源设计要预先考虑是采用电压型还是电流型控制，这是一个控制问题。几乎每个拓扑都可以采用两者之一。电流型控制可以逐个周期限制电流，过流保护也变得容易实现。同时对推挽或全桥变换器可以克服输出变压器的磁偏。但如果电流很大，电流型需要检测电阻（损耗很大功率）或互感器（花费很多钱）检测电流，就可能影响你的选择。不过这样过流保护检测倒是顺水推舟了。但是，如果你把电流控制型用于半桥变换器，有可能造成分压电容电压不平衡。所以对于大功率输出，应当考虑选择那一种更好。 2.11 结论 最好你在设计一个电源之前，应当预先知道你的电源工作的系统。详细了解此系统对电源的要求和限制。对系统透彻地了解，可大大降低成本和减少设计时间。 实际操作时，你可以从变换器要求的规范列一个表，并逐条考虑。你将发现根据这些规范限制你可以选择的拓扑仅是一个到两个，而且根据成本和尺寸拓扑选择很容易。一般情况下，可根据以上各种考虑选择拓扑： 1. 升压还是降压：输出电压总是高于还是低于输入电压？如果不是，你就不能采用Buck 或Buck/Boost. 2. 占空度：输出电压与输入电压比大于5吗？如果是，你可能需要一个变压器。计算占空度保证它不要太大和太小。 3. 需要多少组输出电压？如果大于1,除非增加后续调节器，一般需要一个变压器。如果输出组别太多，建议最好采用几个变换器。 4. 是否需要隔离？多少电压？隔离需要变压器。 5. EMI 要求是什么？如果要求严格，建议不要采用像Buck 一类输入电流断续的拓扑，而选择电流连续工作模式。 6. 成本是极其重要吗？小功率高压可以选择BJT 。如果输入电压高于500V ，可考虑选择IGBT 。反之，采用MOSFET 。 7. 是否要求电源空载？如果要求，选择断续模式，除非采用问题8。也可加假负载。 8. 能采用同步整流？这可使得变换器电流连续，而与负载无关。 9. 输出电流是否很大？如果是，应采用电压型，而不是电流型。 2.12 拓扑选择 现在从拓扑一般性讨论到特定拓扑，假定你熟悉Buck 类变换器，如图2.5所示。用它代替这一类拓扑，集中在每种拓扑实际的困难，并围绕这些困难解决的可能性。集中在能预先选择最好拓扑,使你不至于花费很多时间设计和调试。 图2.5 Buck 变换器 a. B uck 变换器 限制 如一般考虑指出的，还要给Buck 拓扑预先增加有许多限制 1. 虽然一个Buck 变换器概念上很清楚没有变压器，只有一个电感，这意味着不可能具有输入与输出隔离。 2. B uck 仅能降低输入电压，如果输入小于要求的输出，变换器不能工作 3. B uck 仅有一个输出。如果你要由5V 变为3.3V ，这是好的。但除非愿意加第二个后继调节器，像线性稳压器，你可以看到在许多多路输出时这样应用的。 4. 虽然Buck 可以工作在连续和断续，但输入电流总是断续的。这意味着在晶体管截止的部分开关周期输入电流下降到零。这使得输入EMI 滤波比其它拓扑需要的大。 栅极驱动困难 Buck的驱动十分麻烦。麻烦在于导通一个N－沟道MOSFET，栅极电压至少要5V,或许大于输入电压10V（逻辑电路输出分别为1V和5V）。但是你如何产生一个电压高于输入呢？这个问题最容易的方法应用P－沟道MOSFET，它正好能被栅极到地的信号驱动导通。遗憾的是P沟道MOSFET通常导通电阻R DS比N沟道大，而且价格贵。此外输入电压必须小于20V，以避免击穿栅极，应用场合受到限制。实际这样采用P沟道MOSFET：用一个下拉电阻，你通常得不到有效导通栅极的足够的开关速度，最终你再实验室折腾了几天之后还是采用N沟道MOSFET。 N沟道MOSFET。 o 图2.6用耦合变压器驱动Buck变换器 图2.7 驱动Buck变换器用浮动电源 驱动栅极普遍的方法是用一个栅极驱动隔离变压器将栅极与驱动隔离开来（图2.6） 隔离变压器输入端的电容避免当输入边高电平时的直流分量。次级电容和二极管恢复电压单向性－否则在初级12V输入，在次级成了±6V驱动。栅极电阻总是必须的（参看以后的讨论），而栅－源电阻是放电通路：如果栅极由于某种原因停止开关，栅极最终截止。 实际应用：选择栅极驱动的两个电容至少大于栅极电容－记住此电容构成一个带有电容的驱动器，因此你可以得到90%的驱动电压。 虽然此驱动电路相当便宜且工作得很好，它限制最大占空度，因为变压器需要复位时间。 用一个独立的电源，例如用推挽变换器产生一个相对于MOSFET源极的直流电压，允许极快驱动栅极（图2.7）。如果推挽变换器的电源是稳压的，它不需要闭环，固定占空度即可。你可以用一个驱动IC芯片，实现快速驱动MOSFET。但此电路还有些贵（你可以用一个555定时器形成50%占空度）。 你还需要一个信号浮动系统控制栅极。信号传输不应当有较大传输延迟，不要用像4N48这样慢速光耦。为避免另外的变压器，即使很高输入电压光耦HCPL2601系列有很好的传输特性，因为它具有优良的dV/dt定额。 b.反激变换器 类型 凡是在开关管截止时间向负载输出能量的统称为反激变换器。有两类反激变换器－不隔离（图 2.8）和隔离（图2.9）反激变换器。为了避免名称上的混淆，我们来说明其工作原理。 o 图2.8 非隔离反激(Boost) 图2.9 隔离的反激变换器 变换器 我们以一定占空度导通反激变换器的开 关，当开关导通时，输入电压加在电感上，使 得电流斜坡上升，在电感中存储能量。当开关 断开时，电感电流流经二极管并向输出电容以 及负载供电。 隔离的反激工作原理基本相似。在开关导 通时间，能量存储在变压器的初级电感中。注 意同名端‘·’端，我们看到当开关截止时， 漏极电压上升到输入电压，引起次级对地电压 上升，这迫使二极管导通，提供输出电流到负 载和电容充电。 非隔离反激－Boost或Buck/Boost－只有一 个输出（没有方法使它多于一个），输出与输 入不隔离。并且Boost输出不能低于输入电压 －即使您完全关断开关管，输出等于输入电压（减去二极管压降）。而Buck/Boost仅可输出负压（图2.10）。换句话说，反激仅可作为一个单线圈电感处理。 为 50W 图2.11 非隔离的Buck/Boost变换器 加在电感上，电流斜坡上升。当两个开关截止时，阳极接地二 极管导通，另一个二极管正激导通。作为Buck 变换器。 第二种情况假定输入电压低于输出电压。接地晶体管现在作为升压开关，第二个二极管作为反激整流器。再者，两个开关同时导通，当导通时全部输入电压加在电感上。按照前面说明：在两种情况下，不管Buck 还是Boost ，整个输入电压加在电感上。但这意味着对于两种模式相同的控制电路，而且变换器不在两种模式之间转换。所以，环路稳定性也是一目了然。 可见Buck –Boost 综合了Buck 和Boost 变换器。作为Buck 变换器，它没有输入－输出隔离，而且仅有一个输出。作为一个Boost ，有一个最大实际输出功率。而且最终除非你用两个MOSFET 代替两个（肖特基）二极管做成同步整流，否则效率比较低。但是要达到同步整流需要四个输出的驱动（或许一个全桥PWM IC ）。还有工作在整个输入电压范围和控制这个拓扑的IC 的出现使Buck-Boost 拓扑可能有吸引力。 d. 正激变换器 正激变换器(图 2.12)工作完全不同于电路相似的反激变换器。关键在于晶体管导通时，输入电压加在变压器初级，输出二极管正偏导通；而反激当晶体管截止时，二极管导通。因此能量不像反激那样存储在初级电感中。变压器是真正意义上的变压器。当晶体管截止时，仅存储在变压器漏感和激磁电感能量。这将使得漏极电压高于输入电压，复位磁芯。 最小负载 正激变换器是那种需要一个最小负载的变换器。滤波电感需 要足够大，以保证它的峰值纹波电流小于最小负载电流。否则将 出现断续，输出电压上升，峰值检测。这意味着正激变换器不能 工作在空载状态，因为不能具有无限大电感。 随直流偏置变化的电感，像Mpp 磁芯是一个最好的选择。 电感量随电流增加而减少。在最小负载时，你得到的电感较大， 保持电流连续，而在最大负载时，你仍然具有足够的电感，而又 不太大。你允许纹波电流随着负载电流增加而增加，以至于不必 设计的电感体积大维持最大负载的全部电感。但是应当注意闭环 的稳定性。因为变化的电感造成传递函数严重的非线性。 ＋ o 图2.12 基本正激变换器 对付最小负载普通方法是加一个假负载永久接在输出端，作为变换器的一部分。因此，即使外负载为零，因为有一个维持最小功率的电阻，变换器可维持连续状态。当然这在外负载电流大于最小电流时消耗了一部分功率。 当实际负载增加时，可切断假负载。通常，导致振荡：假负载断开，引起变换器进入断续，又引起假负载接入；而变换器连续，引起假负载断开，如此等等。假负载引起效率降低与采用大电感成本比较是否合算？ 激磁电感 不像反激变换器用初级电感存储能量，正激实际上是寄生激磁电感。当电流流过初级时，有能量存储在激磁电感中L m I 2/2和漏感中。当晶体管关断时，此能量要有去处。最简单的方法，你把它引到RC 网路，要么引到晶体管本身，让它击穿。习惯的做法在变压器上用一个附加线圈恢复能量。或用一个晶体管和电容构成有源箝位。不管如何恢复能量，这是令人讨厌的事，并降低了效率。最好的方法是尽量漏感和增加激磁电感。 但是，变压器设计时为尽量增加磁通密度摆幅，减少剩磁影响给磁芯加很小气隙，这是与增大激磁电感使矛盾的。应当在两者之间折衷。 总结 因为正激变压器不存储能量，它不存在反激功率水平限制问题。它也具有一个电感，与输出电容一起平滑电流。正激可直接构成500W 或更大功率。该拓扑主要限制仍然是是否可买到达功率MOSFET 。增加功率转化为增加电流，并最终MOSFET 损耗太大。此时，采用更多MOSFET 分担负载电流。高输入电压时可采用双端正激，还可以输出交错并联。 e. 推挽（半桥，全桥） 推挽变换器拓扑如图2.13和2.14所示。有两类推挽变换器：电流型和电压型。注意到它们之间的差别主要在于电流型输入需要一个额外的电感（有时很大），但是不要输出电感。而电压型输入没有大电感，输出必须有滤波电感。 推挽两只晶体管接地，而半桥不是。虽然上面提到有IC能驱动同步整流高端晶体管，但它们仍稍低于最大电源电压。因为推挽和半桥是两个晶体管，它们功率水平比单管高，常常意味着输入电压也高。驱动半桥要产生分离的浮动栅极驱动，这时而推挽肯定优越的。 电压型 电压型推挽变换器如图2.13所示。两个晶体管加在带有中心抽头的变压器上，它们相互相差180°交替导通。这并不意味着每次导通时间各占周期的50%，即两个晶体管具有相同的占空比。 如果图2.14中晶体管T1导通，T2关断。注意到变压器 “·”这一端输入电压加在变压器半边，所以加在截止晶体 管漏极上的电压为2×U i。晶体管T1导通，则正电压加在二极管D1上而导通，二极管D2截止。另一个晶体管镜像工作，两晶体管导通时间相同。如果U i在开关周期内是常数，加在变压器上伏秒总和为零，且磁芯对称于零变化。 这个变换器最大的问题是晶体管电压定额高，至少是输入最大电压U i的两倍。如果由120V电网整流的输入供电，并电容滤波，峰值直流电压为170V，晶体管至少需要2×170V＝340V 意味着导通电阻R Dson 控制型可避免伏秒不平衡而造成的饱和。 电流型 电流型推挽变换器可以避免电网电压十分敏感在电流型推挽中排除了。因为在输入电压和变压器之间有一个电感。现在当晶体管导通时，变压器电流由电感电流控制，如图 2.14所示。这种安排偏移偏移两晶体管同时导通电感储能，一个晶体管导通输出能量。变压器类似互感器工作。 这个变换器的不足之处是增加了一个电感。因为此电感必须通过变换器电流，并提供足够的感抗，在开关周期像一个电流源，做得很大（费钱）降低了变换器功率水平。 o o 图2.14 电流型推挽变换器 变压器利用率 应当看到，上面讨论的拓扑（反激，正激和Buck/Boost）仅用了一半磁特性：磁通密度斜坡上升到最大值，再返回到零，决不会达到负值。推挽利用磁性好些，因为磁芯磁通密度在正负两个方向，这与单晶体管比较相同功率水平减少了磁芯尺寸。 f. 谐振变换器和软开关变换器 上世纪90年代至今，你可以看到很多文献讨论，每个都想采用它。目前这种时尚像流行歌曲已经过去了。如果你真有耐心，或许你花几个星期乃至几个月去折腾一个谐振变换器。 与之相反，研究软开关花费心思较少，且似乎更实际些，许多谐振变换器实际上是软开关变换器。软开关的另一个名称是准谐振变换器。 谐振和软开关变换器之间的差别 谐振变换器功率（电压或电流）波形式正弦的。这通过电感和电容谐振来完成的，电容通常是寄生参数。当电压或电流过零时开关，以保证几乎没有损耗的开关过渡。谐振变换器主要专利应用在高频变换器中，这里开关损耗胜过开关的导通损耗。但是因为开关过渡取决于谐振网络的频率，实际变换器开关频率是变化的，有时变化很大，与电网电压和负载有关。 软开关变换器介于谐振变换器和PWM变换器之间。所讨论的任何拓扑适当加些元件都可做成软开关。软开关变换器总是恒定频率工作，像PWM变换器，但是在开关周期的一部分谐振，以至于开关几乎无损过渡。 为何你不必采用谐振变换器 谐振变换器有许多问题。这些问题中至少有一个是开关频率随负载变化。事实上，这些变换器一般最低工作频率发生在最大负载时，所以EMI 滤波设计是最困难的也是低频最大电流负载。这样变换器，包括EMI 设计工作在内，通过高频减少体积的优点丧失了。如果以后有人关于谐振变换器可以达到100W/in 3,你得问问他的功率密度是否包括噪声滤波器。 另外，因为杂散电容作为谐振网络一部分，更严重的问题发生了。由于器件之间参数分散性，这些决策几乎不能工作。即使相同型号的器件由于来自不同的制造厂也存在差别。这些不同直接影响了工作频率，从而影响输出电容、EMI 滤波等等。这些器件如增加外部电容并联，使得寄生电容的改变相对不重要。遗憾的是这种方法增加了谐振网络的周期，因此原先希望工作在高频的愿望破坏了。 为什么你应当采用软开关变换器？ ＋ o 图2.15 准谐振软开关正激变换器 与谐振变换器相反，软开关变换器工作在固定频率，使得滤波要求非常明确。软开关谐振电容外接。因此装置与装置之间性能可以再现。图 2.15示出了一个熟悉的标准的软开关正激变换器，波形如右。 开始，晶体管导通，漏极电压为零。当晶体管关断时，变压器初级电感与外加电容（与MOSFET 源极－漏极电容并联，但外部电容设计的远大于MOSFET 电容）形成振荡回路。在完成振铃半周期以后，磁芯复位。L 和C 值决定振铃频率，以及磁芯复位伏秒要求决定振铃电压多高。在半周期振铃完成以后，因为现在没有能量存储在变压器中，漏极电压保持在输入电压。在晶 体管再次导通前，一直保持这种状态。 这种变换器与谐振变换器主要区别是仍然保持脉宽调制，晶体管以恒频开关。当然，电容和电感仍然要小心选择。如果它们太大，（半）周期将超过开关周期，且磁芯不能复位。如果他们太小，在一个很短的时间内得到磁芯复位的伏秒，漏极电压太高。虽然如此，在变换器能正常工作范围内，杂散元件可以较大范围变化。 可以开看到，当晶体管导通时，电容能量消耗在MOSFET 中。如果电容足够小，这可能不太坏。例如，如果电容是100p F,输入电压是50V ，开关频率是500kHz ，仅由于电容引起的损耗为 mW 。 632/500)50(1002=××=kHz V pF P 当然，尽管有时可以借用PWM 芯片设计成同步整流，软开关变换器不足之处是明显缺乏控制它们的IC 芯片。或许将来软开关控制IC 成为普遍应用－那时，软开关将成为最好的选择。 g. 复合变换器 任何两级（在理论上可以更多）变换器串联组成复合变换器。与两级级联变换器（例如PFC ＋ Buck ，由160V 直流输入，后继推挽电路（图1.16所示）与之串连。Buck 闭环产生近似固定电压（如50V ），例如推挽以固定周期降压产生5V 输出。闭环检测5V 输出电压，用误差信号控制Buck 占空度。虽然推挽工作在开环(因为它以固定占空度开关)，但实际上推挽级等效为控制环路中的一个增益单元（在图2.13中增益为1/10，即－20dB 。） D 在两级电路中，两个变换器的有些元件可以分享，就是这个例子中Buck 变换器的输出滤波电容也是推挽变换器的输入电容。可以想象，在有些电路中，电感可以分享。和谐振和软开关变换器一样，有大量变换器组合成复合变换器。不再一一列举。 图2.16 用Buck-推挽复合达到大变比的变换器 何时采用复合变换器 从以上的例子可以看到，当你要大幅度降压或升压时，复合变换器是很有用的。如上所述，PWM 能得到的占空度以及你试图得到变压器变比有实际限制的。如果你需要电压变化超过可能的限制，复合变换器大大扩展了可用的变换范围。 当你需要十分大的变换比（输入与输出电压比），又要求输入输出隔离时，可以采用复合变换器。对于困难的设计是两条综合在一起，但是通过分离功能，你可以使他们很容易。例如，让前级变 换器完成电压变换，而后级变换器完成隔离，或许用1：1变压器。因为第二级变换器总是工作在相同输入电压和相同输出电压，它的元件在这个状态最佳，且效率最高。的确，这种复合变换器比单级变换器更有效，因为避免了同时解决大变换比和隔离的变压器困难。 开关电源拓扑电压模式与电流模式的比较 作者：罗伯特.曼诺 Unitrode公司的IC公司拥有自成立以来一直活跃在前沿的发展控制电路来实现国家的最先进的级数在电源技术。在多年来许多新产品已推出使设计人员能够在易于应用新的创新电路拓扑结构。由于每一种新的拓扑声称提供改进过的这以前是可用的，它是合理的期望一些混乱将与引进的UCC3570的生成 - 一种新的电压模式控制器介绍我们告诉了近10年后世界上目前的模式是这样的优越方法。 但事实却是，没有一个统一的拓扑结构是最适合所有的应用程序。此外，电压模式控制如果更新了现代化的电路和工艺的发展 - 大有作为今天的高性能用品的设计师和是一个可行的竞争者为电源设计人员的重视。要回答的问题是，它的电路拓扑结构最好是为一个特定的应用程序时，必须从的每一种方法的两个优点和缺点的认识。下面的讨论尝试这样做以一致的方式为这两个电源的控制算法。 电压模式控制这是用于在第一开关的方法调节器的设计和它服务的行业以及为多年本电压模式配置。这种设计的主要特点是:有一个单一的电压反馈路径，以脉冲宽度调制，通过比较所执行的以恒定的倾斜波形电压误差信号。电流限制必须分开进行。 电压模式控制的优点有： 1．单个反馈回路更易于设计和分析。 2．大振幅锯齿波为一个稳定的调制过程提供良好的噪声容限。 3. 低阻抗功率输出为多路输出电源提供更佳交叉调整。 电压模式控制的缺点： 1.任何改变线路或负载必须首先被检测作为输出的变化，然后由校正反馈回路。 这通常意味着响应速度慢。 2.输出滤波器将两个极点的控制循环要求无论是占主导地位的极低频滚降在误 差放大器或在补偿加零。 3.补偿是通过进一步复杂化，即环增益随输入电压而变化。 电流模式控制上述的缺点是相对显著，因为，设计师们在它的介绍非常积极地考虑所有被缓解电流模式控制这种拓扑结构。如可以看到的从图2中，基本电流模式的图 控制使用振荡器只能作为一个固定频率时钟和斜坡波形被替换为从输出电感电流产生的信号。 而这种控制技术提供的优点包括以下内容： 1. 由于电感电流上升与输入电压 - 武定一个斜坡，这个波形会回应马上到线电压的变化，消除双方的延迟反应和增益变化与输入电压变化。 2. 由于误差放大器现在用命令的输出电流而不是电压，输出电感的影响被最小化现在的过滤器只提供一个单极到反馈回路（至少在感兴趣的正常区域）。这允许在可比的电压模式电路更简单补偿和更高的增益带宽。 3. 电流模式电路额外的好处包括固有的脉冲逐脉冲限流仅仅通过钳位误差放大器的命令，当多个功率单元并联共享以及提供方便的负荷。 而改进提供了电流模式令人印象深刻的是，这项技术在设计过程中还带有其独特的一套必须解决的问题。一些这些清单已概述如下： 开关电源拓扑结构概述(降压,升压,反激、正激) 开关电源拓扑结构概述(降压,升压,反激、正激) 主回路—开关电源中，功率电流流经的通路。主回路一般包含了开关电源中的开关器件、储能器件、脉冲变压器、滤波器、输出整流器、等所有功率器件，以及供电输入端和负载端。 开关电源（直流变换器）的类型很多，在研究开发或者维修电源系统时，全面了解开关电源主回路的各种基本类型，以及工作原理，具有极其重要的意义。 开关电源主回路可以分为隔离式与非隔离式两大类型。 1. 非隔离式电路的类型： 非隔离——输入端与输出端电气相通，没有隔离。 1.1. 串联式结构 串联——在主回路中开关器件（下图中所示的开关三极管T）与输入端、输出端、电感器L、负载RL 四者成串联连接的关系。 开关管T交替工作于通/断两种状态，当开关管T导通时，输入端电源通过开关管T及电感器L对负载供电，并同时对电感器L充电，当开关管T关断时，电感器L中的反向电动势使续流二极管D自动导通，电感器L中储存的能量通过续流二极管D形成的回路，对负载R继续供电，从而保证了负载端获得连续的电流。 串联式结构，只能获得低于输入电压的输出电压，因此为降压式变换。例如buck拓扑型开关电源就是属于串联式的开关电源 https://www.sodocs.net/doc/3c6608455.html,/blog/100019740 上图是在图1-1-a电路的基础上，增加了一个整流二极管和一个LC滤波电路。其中L是储能滤波电感，它的作用是在控制开关K接通期间Ton限制大电流通过，防止输入电压Ui直接加到负载R上，对负载R进行电压冲击，同时对流过电感的电流iL转化成磁能进行能量存储，然后在控制开关T关断期间Toff把磁能转化成电流iL继续向负载R提供能量输出；C是储能滤波电容，它的作用是在控制开关K接通期间Ton把流过储能电感L的部分电流转化成电荷进行存储，然后在控制开关K关断期间Toff把电荷转化成电 开关电源常用拓扑结构 开关变换器的拓扑结构是指能用于转换、控制和调节输入电压的功率开关器件和储能器件的不同配置。开关变换器的拓扑结构可以分为两种基本类型：非隔离型和隔离型。变换器拓扑结构是根据系统造价、性能指标和输入/输出负载特性等因素选定。 1、非隔离型开关变换器 一，Buck变换器，也称降压变换器，其输入和输出电压极性相同，输出电压总小于输入电压，数量关系为：其中Uo为输出电压，Ui为输入电压，ton为开关管一周期内的 导通时间，T为开关管的导通周期。降压变换器的电路模式如图2所示。工作原理是：在开关管VT导通时，输入电源通过L平波和C滤波后向负载端提供电流；当VT关断后，L通过二极管续流，保持负载电流连 续。 二，Boost变换器，也称升压变换器，其输入和输出电压极性相同，输出电压总大于输入电压，数量 关系为：。升压变换器的电路模式如图3所示。工作原理是：在VT导通时，电流通过L平波，输入电源对L充电。当VT关断时，电感L及电源向负载放电，输出电压将是输入电压加上输入电源电压，因而有升压作用。 三，Buck-Boost变换器，也称升降压变换器，其输入输出电压极性相反，既可升压又可降压，数量 关系为：。升降压变换器的电路模式如图4所示。工作原理是：在开关管VT导通时，电流流过电感L，L储存能量。在VT关断时，电感向负载放电，同时向电容充电。 四，Cuk变换器，也称串联变换器，其输入输出电压极性相反，既可升压又可降压，数量关系为： 。Cuk变换器的电路模式如图5所示。工作原理是：在开关管VT导通时， 二极管VD反偏截止，这时电感L1储能；C1的放电电流使L2储能，并向负载供电。在VT关断时，VD 正偏导通，这时输入电源和L1向C1充电；同时L2的释能电流将维持负载电流。 2、隔离型开关电源变换器 一，推挽型变换器，其变换电路模型如图6所示。工作过程为：VT1和VT2轮流导通，这样将在二次侧产生交变的脉动电流，经过VD1和VD2全波整流转换为直流信号，再经L、C滤波，送给负载。 开关电源拓扑结构 开关电源拓扑结构回顾 Lloyd H·Dixon Jr 前言 本文回顾了在开关电源中常用的三种基本电路系列即降压变换电路、升压变换电路和反激（或升降压）电路的特性，这三种电路均可以工作于电感断流或续流模式下。工作方式的选择对整体电路特性有很大的影响。所使用的控制方式也能有助于减少与拓扑和工作模式相关的问题。三种以恒频率工作的控制方法包括：直接占空比控制、电压前馈、和电流模式（双环）控制。本文还论述了三个基本电路的一些扩展，以及每种拓扑、工作模式、组合控制方法的相对优点。 一、三种基本拓扑结构： 三种基本的拓扑结构降压式，升压式，反激式如图1所示。串联式变换器（CUK）是反激式拓扑的倒置（不宜翻译为逆变，因其意思为DC－AC的变换），不作论述。这三种不同的开关电路使用了三种相同的元件：电感，晶体管（晶体管包括三极管及MOSFET）和二极管，但是使用了不同的安放方式，（输出电容是滤波元件，不是开关电路的一部分）。理论上，还有另外三种由这三种元件组成的T型结构的电路，但这三种是前面三种电路的简单镜像和在相反方向的耦合能量。 有一条在任何运行模式和控制方式下都适用于上述三种电路拓扑的原则：在稳态运行下，在每个开关周期内，电感两端的平均电压必须为零，否则平均感应电流将会改变，违反稳态前提。 三种基本电路系列的每一个在输入和输出电压、电流、占空比之间都有一个确定的关系。例如：降压调整器的功能是使输出电压V0小于输入电压V in，并和它V in有相同的极性。升压电路的作用是使V0大于V in，并且有相同的极性。反激拓扑电路的作用是使V0既可大于也可小于V in，但是两者极性相反。 开关电源拓扑结构详解 主回路——开关电源中，功率电流流经的通路。主回路一般包含了开关电源中的开 入端和负载端。 开关电源（直流变换器）的类型很多，在研究开发或者维修电源系统时，全面了解开关电源主回路的各种基本类型，以及工作原理，具有极其重要的意义。 开关电源主回路可以分为隔离式与非隔离式两大类型。 1. 非隔离式电路的类型： 非隔离——输入端与输出端电气相通，没有隔离。 1.1. 串联式结构 串联——在主回路中开关器件（下图中所示的开关三极管T）与输入端、输出端、电感器L、负载RL四者成串联连接的关系。 开关管T交替工作于通/断两种状态，当开关管T导通时，输入端电源通过开关管T及电感器L对负载供电，并同时对电感器L充电，当开关管T关断时，电感器L中的反向电动势使续流二极管D自动导通，电感器L中储存的能量通过续流二极管D形成的回路，对负载R继续供电，从而保证了负载端获得连续的电流。 串联式结构，只能获得低于输入电压的输出电压，因此为降压式变换。例如buck 拓扑型开关电源就是属于串联式的开关电源。 上图是在图1-1-a电路的基础上，增加了一个整流二极管和一个LC滤波电路。其中L是储能滤波电感，它的作用是在控制开关K接通期间Ton限制大电流通过，防止输入电压Ui直接加到负载R上，对负载R进行电压冲击，同时对流过电感的电流iL 转化成磁能进行能量存储，然后在控制开关T关断期间Toff把磁能转化成电流iL继续向负载R提供能量输出；C是储能滤波电容，它的作用是在控制开关K接通期间Ton 把流过储能电感L的部分电流转化成电荷进行存储，然后在控制开关K关断期间Toff 把电荷转化成电流继续向负载R提供能量输出；D是整流二极管，主要功能是续流作用，故称它为续流二极管，其作用是在控制开关关断期间Toff，给储能滤波电感L释放能量提供电流通路。 在控制开关关断期间Toff，储能电感L将产生反电动势，流过储能电感L的电流iL 由反电动势eL的正极流出，通过负载R，再经过续流二极管D的正极，然后从续流二极管D的负极流出，最后回到反电动势eL的负极。 对于图1-2，如果不看控制开关T和输入电压Ui，它是一个典型的反г 型滤波电路，它的作用是把脉动直流电压通过平滑滤波输出其平均值。 串联式开关电源输出电压uo的平均值Ua为： 1.2. 并联式结构 并联——在主回路中，相对于输入端而言，开关器件（下图中所示的开关三极管T）与输出端负载成并联连接的关系。 开关管T交替工作于通/断两种状态，当开关管T导通时，输入端电源通过开关管T对电感器L充电，同时续流二极管D关断，负载R靠电容器存储的电能供电；当开关管T关断时，续流二极管D导通，输入端电源电压与电感器L中的自感电动势正向叠加后，通过续流二极管D对负载R供电，并同时对电容器C充电。 话题：开关电源各种拓扑集锦 先给出六种基本DC/DC变换器拓扑 依次为buck，boost，buck－boost，cuk，zeta，sepic变换器 第2帖2004-04-28 18:55: 输入电压变化为9~30VDC,输出要得到15VDC该选择哪种拓扑结构? 第3帖2004-04-28 19:24: 如果不隔离，可以在基本拓扑的后四种中选择 第5帖2004-04-28 19:36: 后面三种L1与L2应该是紧密耦合,绕在同一个电感或变压器中吧? 第7帖2004-04-29 02:19: 不是，是独立电感 第82帖2006-02-12 13:41: 六独立电感，还用标相位？ 第54帖2005-05-20 08:34: 樓主,我感覺你應該告訴hualong為甚麼要這樣選,具體根據是甚麼,這樣下一次他在遇見這個問題,他自己就能解決了啊,我們也跟著學一下啊,如果有說的不對的地方,請見諒.謝謝 第30帖2004-05-14 14:40: 如果不要隔离选buck－boost 正激变换器 绕组复位正激变换器 LCD复位正激变换器 RCD复位正激变换器 有源钳位正激变换器 双管正激 还有很多，待补充无损吸收双正激 有源钳位双正激 原边钳位双正激 软开关双正激 第56帖2005-05-20 12:31: 有没有带同步整流的的正激变换器? 最好是实用图啊! 我想用这个做一个电源! 第16帖2004-05-01 21:26: 评论：正激变换器是常用变换器之一，特别在中小功率场合。正激变换器属于单端变换器，所用开关管少，可靠性高，虽然变压器利用率低，但是在较高频率下其变压器磁通摆幅可以与双端变换器相当。但是开关管电压应力较大。双管正激开关管电压应力为输入电压，虽然用了两个管子，但是耐压低，导通电阻也小，损耗也小，同时散热面积相对大了，所以可靠性更好，在中大功率比较常用。但是双管正激实现软开关较难，就目前的一些拓扑来说，都需要辅助开关管来实现。如果能不加入辅助管而实现软开关，一定超有前途。 正激变换器也常用来交错并联，来扩大功率，能减小输出滤波器体积。 第19帖2004-05-06 21:28: "但是在较高频率下其变压器磁通摆幅可以与双端变换器相当"? 不理解这句话，还请解释一下。 我的理解是若频率升高了，其磁通摆幅应该小呀。 第二章 拓扑实际选择 2.1 引言 在设计你的变换器前，你必须首先选择电路拓扑。因为其它所有电路元件设计，像元件选择，磁芯设计，闭环补偿等等都取决于拓扑。所以在设计开始之前，你得首先仔细研究所要开发的电源的要求和技术规范：输入、输出电压，输出功率、输出纹波、电磁兼容要求等等，以保证选择适当的拓扑。 在电力电子技术教科书和开关电源书籍中只是概要地介绍几个基本的拓扑，分别说明这些拓扑工作的基本概念，输出与输入关系，和对元器件基本要求等等，而很少或没有指出该拓扑的长处和短处以及相应的应用场合。而在有关文献中讨论的拓扑就非常多，单就谐振变换器拓扑就有数百种。在如此众多的拓扑中，实际看到经常在产品中使用的拓扑只有大约14种。为何有如此巨大差距？一个很重要的因素是作为电源商品，成本(军品另当别论)和质量作为第一目标。因此，选择的电路拓扑应当考虑到电路复杂性和是否成熟，该拓扑可能使用的元器件定额和是否易购，制造是否需要高级技术人员、特殊的测试设备、元器件是否严格筛选等等，应当从整个电源产品效率、体积、成本以及技术条件和规范综合因素考虑。因此尽管众多研究者为了提高电源效率，减少体积研究如何减少开关损耗，提高开关频率，提出如此多的拓扑，发明者申请了大量专利。这些拓扑和专利在理论上是有价值的，并存在应用的可能性，软开关PWM 和有源箝位等技术都是从研究谐振，准谐振变换器发展而来的。这些新拓扑和专利在某一方面提出了新的途径和方法，但也会带来某些方面的不足，作者和申请者不可能面面俱到。理论上先进就能做出最好产品，这是天真的想法。理论研究始终是探索性的，始终走在生产的前面；而产品是该领域研究最充分，经过若干因素折衷的实践产物。这也是理论研究与生产实际的差别。同时也是专利与生产力的距离。专利往往只是一个好主意（good idea ），只是在某一方面有独创性，是否能转变为产品那就时另一回事。如果为了将效率提高1％，而使得成本提高10％，这是任何厂商不愿意做的。因此很少专利转变为生产力就不足为奇了。但是在体积、重量要求严格而批量小的军品则另当别论。 决定拓扑选择的一个重要因素是输入电压和输出/输入比。图 2.1示出了常用隔离的拓扑相对适用的电压范围。拓扑选择还与输出功率，输出电压路数，输出电压调节范围等有关。一般情况下，对于给定场合你可以应用多种拓扑，不可能说某种拓扑对某种应用是绝对地适用，因为产品设计还有设计者对某种拓扑的经验、元器件是否容易得到、成本要求、对技术人员要求、调试设备和人员素质、生产工艺设备、批量、军品还是民品等等因素有关。因此要选择最好的拓扑，必须熟悉每种拓扑的长处和短处以及拓扑的应用领域。如果随便选择一个拓扑，可能一开始就宣布新电源设计的失败。 2.2 输入和输出 如果输出与输入共地，则可以采用非隔离的 Buck ，Boost 共地变换器。这些电路结构简单，元器 件少。如果输入电压很高，从安全考虑，一般输出 需要与输入隔离。 在选择拓扑之前，你首先应当知道输入电压变 化范围内，输出电压是高于还是低于输入电压？例 如，Buck 变换器仅可用于输出电压低于输入电压的 场合，所以，输出电压应当在任何时候都应当低于 输入电压。如果你要求输入24V ，输出15V ，就可以采用Buck 拓扑；但是输入24V 是从8V ～80V(MIL －STD －704A ），你就不能使用Buck 变换器，因为Buck 变换器不能将8V 变换成15V 。如果输出电压始终高于输入电压，就得采用Boost 拓扑。 ） 图2.1 各种隔离拓扑应用电压范围 如果输出电压与输入电压比太大（或太小）是有限制的，例如输入400V ，要求输出48V 还是采用Buck 变换器，则电压比太大，虽然输出电压始终低于输入电压，但这样大的电压比，尽管没有超出控制芯片的最小占空比范围，但是，限制了开关频率。而且功率器件峰值电流大，功率器件选择困难。如果采用具有隔离的拓扑，可以通过匝比调节合适的占空比。达到较好的性能价格比。 2.3 开关频率和占空比的实际限制 2.3.1 开关频率 拓扑学的英文名是Topology,直译是地志学,也就是和研究地形、地貌相类似的有关学科。拓扑学是几何学的一个分支,但是这种几何学又和通常的平面几何、立体几何不同。通常的平面几何或立体几何研究的对象是点、线、面之间的位置关系以及它们的度量性质。拓扑学对于研究对象的长短、大小面积、体积等度量性质和数量关系都无关。即不考虑图形的大小形状,仅考虑点和线的个数。 实质上拓扑学(TOPOLOGY)是一种研究与大小、距离无关的几何图形特性的方法。 电路的拓扑结构就是指电路中节点、支路、回路的数量，这些都反映了电路中各部分连接的实质状况。同一个拓扑结构可以画成几何形状不同的电路图 拓扑电路非常适用于DC-DC变换器。每种拓扑都有其自身的特点和适用场合。因此，要恰当选择拓扑，熟悉各种不同拓扑的优缺点及适用范围是非常重要的。 DC／DC电源变换器的拓扑类型主要有以下13种： (1)Buck Converter降压式变换器； (2)Boost Conyerter升压式变换器； (3)Buck—Boost Converter降压/升压式变换器，含极性反转(Inverting)式变换器； (4)Cuk Converter升压，升压串联式变换器； (5)SEPIC(Single Endcd Pdimary Inductor Converter)单端一次侧电感式变换器； (6)F1yback Converter反激式(亦称回扫式)变换器； (7)Eorward Converter正激式变换器： (8)Double Switches Forward Converter双开关正激式变换器； (9)Active Clamp Forward Converter有源箝位 (0)Half Bridge Converter半桥式变换器； (11)Full Bridge Converter全桥式变换器； (12)Push—pall Convener推挽式变换器： (13)Phase Shift Switching ZVT(Phase Shift Switching Zero Voltage Transition)移相式零电压开关变换器。 开关电源（直流变换器）的类型很多，在研究开发或者维修电源系统时，全面了解开关电源主回路的各种基本类型，以及工作原理，具有极其重要的意义。 开关电源拓扑主回路的组成：主回路（开关电源中，功率电流流经的通路）一般包含了开关电源中的开关器件、储能器件、脉冲变压器、滤波器、输出整流器、等所有功率器件，以及供电输入端和负载端。 一、常见电源拓扑介绍。 1、Buck Converter降压式变换器。如图1 图1 BUCK 降压拓扑 特点：a、把输入降至一较低电压。 b、输出总是小于或等于输入。 为了表征各种电压或电流波形的好坏，一般都是拿电压或电流的幅值、平均值、有效值、一次谐波等参量互相进行比较。在开关电源之中，电压或电流的幅值和平均值最直观，因此，我们用电压或电流的幅值与其平均值之比，称为脉动系数S;也有人用电压或电流的有效值与其平均值之比，称为波形系数K。 因此，电压和电流的脉动系数Sv、Si以及波形系数Kv、Ki分别表示为： Sv = Up/Ua ——电压脉动系数(1-84) Si = Im/Ia ——电流脉动系数(1-85) Kv =Ud/Ua ——电压波形系数(1-86) Ki = Id/Ia ——电流波形系数(1-87) 上面4式中，Sv、Si、Kv、Ki分别表示：电压和电流的脉动系数S，和电压和电流的波形系数K，在一般可以分清楚的情况下一般都只写字母大写S或K。脉动系数S和波形系数K都是表征电压或者电流好坏的指标，S和K的值，显然是越小越好。S和K的值越小，表示输出电压和电流越稳定，电压和电流的纹波也越小。 反激式开关电源的优点和缺点 1 反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差。 反激式开关电源在控制开关接通期间不向负载提供功率输出，仅在控制开关关断期间才把存储能量转化为反电动势向负载提供输出，但控制开关的占空比为0.5时，变压器次级线圈输出的电压的平均值约等于电压最大值的的二分之一，而流过负载的电流正好等于变压器次级线圈最大电流的四分之一。即电压脉动系数等于2，电流脉动系数等于4。反激式开关电源的电压脉动系数，和正激式开关电源的脉动系数基本相同，但是电流的脉动系数是正激式开关电源的电流脉动系数的两倍。由此可知，反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差。特别是，反激式开关电源使用的时候，为了防止电源开关管过压击，起占空比一般都小于0.5，此时，流过变压器次级线圈的电流会出现断续，电压和电流的脉动系数都会增加，其电压和电流的输出特性将会变得更差。 2 反激式开关电源的瞬态控制特性相对来说比较差。 由于反激式开关电源仅在开关关断期间才向负载提供能量输出，当负载电流出现变化时，开关电源不能立即对输出电压或电流产生反应，而需要等到下一个周期事，通过输出电压取样和调宽控制电路的作用，开关电源才开始对已经过去了的事情进行反应，即改变占空比，因此，反激式开关电源的瞬态控制特性相对来说比较差。有时，当负载电流变化的频率和相位与取样、调宽控制电路输出的电压的延时特性在相位保持一致的时候，反激式开关电源输出电压可能会产生抖动，这种情况在电视机的开关电源中最容易出现。 3 反激式开关电源变压器初级和次级线圈的漏感都比较大，开关电源变压器的工作效率低。 反激式开关电源变压器的铁芯一般需要留一定的气隙，一方面是为了防止变压器的铁芯因流过变压器的初级线圈的电流过大，容易产生磁饱和。另一方面是因为变压器的输出功率小，需要通过调整电压器的气隙和初级线圈的匝数，来调整变压器初级线圈的电感量的大小。因此，反激式开关电源变压器初级和次级 看电压或电流波形的好坏，工程师通常会用其幅值、平均值、有效值、一次谐波等参量互相进行比较，其中幅值和平均值最为直观，因此，电压或电流的幅值与其平均值之比被称为脉动系数S，也有人用电压或电流的有效值与其平均值之比，则称为波形系数K。小编在本文中就将盘点开关电源拓扑结构的优缺点，让它们尽在你的掌握之中。 首先先列出电压和电流的脉动系数Sv、Si以及波形系数Kv、Ki的表示：Sv=Up/Ua——电压脉动系数 (1) Si=Im/Ia——电流脉动系数 (2) Kv=Ud/Ua——电压波形系数 (3) Ki=Id/Ia——电流波形系数 (4) 上面4式中，Sv、Si、Kv、Ki分别表示：电压和电流的脉动系数S，和电压和电流的波形系数K，在一般可以分清楚的情况下一般都只写字母大写S或K。脉动系数S和波形系数K都是表征电压或者电流好坏的指标，S和K的值，显然是越小越好。S和K的值越小，表示输出电压和电流越稳定，电压和电流的纹波也越小。 反激式开关电源的优点和缺点： (1)反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差 反激式开关电源在控制开关接通期间不向负载提供功率输出，仅在控制开关关断期间才把存储能量转化为反电动势向负载提供输出，但控制开关的占空比为0.5时，变压器次级线圈输出的电压的平均值约等于电压最大值的的二分之一，而流过负载的电流正好等于变压器次级线圈最大电流的四分之一。即电压脉动系数等于2，电流脉动系数等于4。反激式开关电源的电压脉动系数，和正激式开关电源的脉动系数基本相同，但是电流的脉动系数是正激式开关电源的电流脉动系数的两倍。由此可知，反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差。特别是，反激式开关电源使用的时候，为了防止电源开关管过压击，起占空比一般都小于0.5，此时，流过变压器次级线圈的电流会出现断续，电压和电流的脉动系数都会增加，其电压和电流的输出特性将会变得更差。 (2)反激式开关电源的瞬态控制特性相对来说比较差 由于反激式开关电源仅在开关关断期间才向负载提供能量输出，当负载电流出现变化时，开关电源不能立即对输出电压或电流产生反应，而需要等到下 开关电源拓扑六种基本DC/DC变换器拓扑: 1、Buck 2、Boost 3、Buck-Boost 4、CUK 5、Zeta 6、Sepic 基本拓扑是Buck，Boost，其他是演变。Buck为降压变换器，常用的拓扑基本上是Buck的：正激，半桥，全桥，推挽等等。Boost变换器为Buck的对偶拓扑，是升压变换器，常用于小功率板载电源，大功率PFC电路上， 对于隔离的Boost变换器也有推挽，双电感，全桥等电路。Buck-Boost是反激变换器的原型，属于升降压变换器。 后面三种电路不是很常用，都是升降压变换器。 一、 反激 1、单端反激 2、双端反激 二、 正激 1、绕组复位正激 2、R CD复位正激 3、L CD复位正激 4、有源钳位正激 ● Flyback钳位 ● Boost钳位 5、双管正激 6、无损吸收双正激 7、有源钳位双正激 8、原边钳位双正激 9、软开关双正激 三、 推挽 1、推挽 2、无损吸收推挽 3、推挽正激 推挽变换器是双端变换器。其实是两个正激变换器通过变压器耦合而来，基本推挽变换器好处是驱动不需隔离，变压器双端磁化，只要两个开关管。但是，变压器绕组利用率低，开关管电压应力为输入两倍，所以一般只适合低压输入的场合。而且有个问题就是会出现偏磁，所以要采用电流型控制等方法来避免。 如果将两个双管正激同样耦合，可以构成四开关管的推挽变换器，也就是所谓的双双管正激。其管子电压应力下降为输入电压。其他等同。 推挽正激是通过一个电容来解决变换器漏感尖峰，偏磁等问题 四、 半桥 1、半桥 2、不对称半桥 3、谐振半桥 4、移相半桥 开关电源各种拓扑集锦 Jankywolf 2006-4-11 1、先给出六种基本DC/DC变换器拓扑 依次为buck，boost，buck－boost，cuk，zeta，sepic变换器 以上六种拓扑被认为是DC/DC变换器的六种基本拓扑，不过也有专家认为最基本的拓扑是buck和boost，其他均由此演变而来。buck变换器为降压变换器，也是最常用的变换器，工程上常用的拓扑基本上是buck族的，如正激，半桥，全桥，推挽等等。boost变换器为buck的对偶拓扑，是升压变换器，常用于小功率板载电源，大功率PFC电路上，对于隔离的boost 变换器也有推挽，双电感，全桥等电路。buck－boost是反激变换器的原型，属于升降压变换器。后面三种电路不是很常用，都是升降压变换器。从效率的角度来说，这些变换器的输入和输出等同时候，效率最高。也就是buck最佳占空比为1，boost 为0，buck－boost为0.5。 2、正激变换器： A、绕组复位正激变换器 B、LCD复位正激变换器 C、RCD复位正激变换器 D、有源钳位正激变换器 E、双管正激 F、无损吸收双正激： G、有源钳位双正激 H、原边钳位双正激、 I、软开关双正激 评论：正激变换器是常用变换器之一，特别在中小功率场合。正激变换器属于单端变换器，所用开关管少，可靠性高，虽然变压器利用率低，但是在较高频率下其变压器磁通摆幅可以与双端变换器相当。但是开关管电压应力较大。双管正激开关管电压应力为输入电压，虽然用了两个管子，但是耐压低，导通电阻也小，损耗也小，同时散热面积相对大了，所以可靠性更好，在中大功率比较常用。但是双管正激实现软开关较难，就目前的一些拓扑来说，都需要辅助开关管来实现。如果能不加入辅助管而实现软开关，一定超有前途。 正激变换器也常用来交错并联，来扩大功率，能减小输出滤波器体积。 开关电源三大基本拓扑 1、摘要 开关电源已经深入到国民经济的各个行业当中，设计师或是自行设计电源或是购买电源模块，但是这些电源都离不开电源的各种电路拓扑。本文先介绍了开关电源的三大基础拓扑：Buck、Boost、Buck-Boost，并就这三者拓扑之间进行了简单地组合，得到了非常巧妙的电路，例如：正负输出电源、双向电源等，能够满足诸如运放供电、电池充放电等某些特殊的需求。 2、开关电源基础拓扑 开关电源三大基础拓扑为：Buck、Boost、Buck-Boost，大部分开关电源都是采用这几种基础拓扑或者其对应的隔离方式，下面以电感连续模式进行简单介绍。 2.1Buck降压型 Buck降压型电路拓扑，有时又称为Step-down电路，其典型的电路结构如下图1所示： Buck电路的工作原理为： 当PWM驱动高电平使得NMOS管T导通的时候，忽略MOS管的导通压降，等效如图2，电感电流呈线性上升，MOS导通时电感正向伏秒为： 当PWM驱动低电平的时候，MOS管截止，电感电流不能突变，经过续流二极管形成回路（忽略二极管电压），给输出负载供电，此时电感电流下降，如下图3所示，MOS截止时电感反向伏秒为： D为占空比，0 2.2Boost升压型 Boost升压型电路拓扑，有时又称为step-up电路，其典型的电路结构如下图4所示： 同样地，根据Buck电路的分析方式，Boost电路的工作原理为： 2.3Buck-Boost极性反转升降压型 Buck-Boost电路拓扑，有时又称为Inverting，其典型的电路结构如下图5所示： 同样地，根据Buck电路的分析方式，Buck-Boost电路的工作原理为： 3、Buck与Buck-Boost组合 金升阳K78系列的产品采用了Buck降压型的电路结构进行设计，是LM78XX系列三端线性稳压器的理想替代品，效率最高可达96%，不需要额外增加散热片，同时还兼有短路保护和过热保护，值得说明的是它能够完美支持负输出。 上面提到金升阳K78系列产品可以支持负输出，这是怎么做到的呢？ 从上面Buck电路以及Buck-Boost电路结构原理来看，主要的区别是两者二极管与功率电感的位置互换。因此，若将Buck电路的输出Vo引脚接成输入的GND，而之前的输入GND 就变成了负电压输出了，即变成了Buck-Boost的电路结构。对应到金升阳K78xx-500R2系列的产品就变成了如下图6所示的负输出。 开关电源几种拓扑结构的工作细节 下面讲解几种拓扑结构的工作细节 ■降压调整器： 连续导电 临界导电 不连续导电 ■升压调整器 (连续导电) ■变压器工作 ■反激变压器 ■正激变压器 1、Buck-降压调整器-连续导电 ■电感电流连续。 ■Vout 是其输入电压 (V1)的均值。 ■输出电压为输入电压乘以开关的负荷比 (D)。 ■接通时，电感电流从电池流出。 ■开关断开时电流流过二极管。 ■忽略开关和电感中的损耗, D与负载电流无关。 ■降压调整器和其派生电路的特征是： 输入电流不连续 (斩波), 输出电流连续 (平滑)。 2、Buck-降压调整器-临界导电 ■电感电流仍然是连续的，只是当开关再次接通时“达到”零。这被称为“临界导电”。 输出电压仍等于输入电压乘以D。 3、Buck-降压调整器-不连续导电 ■在这种情况下，电感中的电流在每个周期的一段时间中为零。■输出电压仍然 (始终)是 v1的平均值。 ■输出电压不是输入电压乘以开关的负荷比 (D)。 ■当负载电流低于临界值时,D随着负载电流而变化(而Vout保持不变)。 4、Boost升压调整器 ■输出电压始终大于（或等于）输入电压。 ■输入电流连续，输出电流不连续（与降压调整器相反）。 ■输出电压与负荷比（D）之间的关系不如在降压调整器中那么简单。在连续导电的情 况下： 在本例中，Vin = 5, Vout = 15, and D = 2/3. Vout = 15，D = 2/3. 5、变压器工作（包括初级电感的作用） ■变压器看作理想变压器，它的初级（磁化）电感与初级并联。 19、反激变压器 ■此处初级电感很低，用于确定峰值电流和存储的能量。当初级开关断开时，能量传送到次级。 6、Forward 正激变换变压器 ■初级电感很高，因为无需存储能量。 反激式开关电源电路图讲解 一，先分类 开关电源的拓扑结构按照功率大小的分类如下： 10W以内常用RCC(自激振荡)拓扑方式 10W-100W以内常用反激式拓扑(75W以上电源有PF值要求) 100W-300W 正激、双管反激、准谐振 300W-500W 准谐振、双管正激、半桥等 500W-2000W 双管正激、半桥、全桥 2000W以上全桥 二，重点 在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源。 优点：成本低,外围元件少，低耗能，适用于宽电压范围输入,可多组输出. 缺点：输出纹波比较大。(输出加低内阻滤波电容或加LC噪声滤波器可以改善) 今天以最常用的反激开关电源的设计流程及元器件的选择方法为例。给大家讲解如何读懂反激开关电源电路图! 三，画框图 一般来说，总的来分按变压器初测部分和次侧部分来说明。开关电源的电路包括以下几个主要组成部分，如图1 图1，反激开关电源框图 四，原理图 图2是反激式开关电源的原理图，就是在图1框图的基础上，对各个部分进行详细的设计，当然，这些设计都是按照一定步骤进行的。下面会根据这个原理图进行各个部分的设计说明。 图2 典型反激开关电源原理图 五，保险管 图3 保险管 先认识一下电源的安规元件—保险管如图3。 作用：安全防护。在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。 技术参数：额定电压 ,额定电流 ,熔断时间。 分类：快断、慢断、常规 计算公式：其中：Po：输出功率 η效率：(设计的评估值) Vinmin ：最小的输入电压 2：为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的1.5~3倍。 0.98： PF值 六，NTC和MOV NTC 热敏电阻的位置如图4。 图4 NTC热敏电阻 图4中的RT为NTC，电阻值随温度升高而降低,抑制开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。 图4中RV为MOV压敏电阻，压敏电阻是一种限压型保护器件,过电压保护、防雷、抑制浪涌电流、吸收尖峰脉冲、限幅、高压灭弧、消噪、保护半导体元器件等 七，XY电容 图5 X和Y电容 如图X电容，Y电容。根据IEC 60384-14,安规电容器分为X电容及Y电容:1. X电容是指跨与L-N 之间的电容器, 2. Y电容是指跨与L-G/N-G之间的电容器。 开关电源各种拓扑集锦 1、先给出六种基本DC/DC变换器拓扑 依次为buck，boost，buck－boost，cuk，zeta，sepic变换器 以上六种拓扑被认为是DC/DC变换器的六种基本拓扑，不过也有专家认为最基本的拓扑是buck和boost，其他均由此演变而来。buck变换器为降压变换器，也是最常用的变换器，工程上常用的拓扑基本上是buck族的，如正激，半桥，全桥，推挽等等。boost变换器为buck的对偶拓扑，是升压变换器，常用于小功率板载电源，大功率PFC电路上，对于隔离的boost 变换器也有推挽，双电感，全桥等电路。buck－boost是反激变换器的原型，属于升降压变换器。后面三种电路不是很常用，都是升降压变换器。从效率的角度来说，这些变换器的输入和输出等同时候，效率最高。也就是buck最佳占空比为1，boost 为0，buck－boost为0.5。 2、正激变换器： A、绕组复位正激变换器 B、LCD复位正激变换器 C、RCD复位正激变换器 D、有源钳位正激变换器 E、双管正激 F、无损吸收双正激： G、有源钳位双正激 H、原边钳位双正激、 I、软开关双正激 评论：正激变换器是常用变换器之一，特别在中小功率场合。正激变换器属于单端变换器，所用开关管少，可靠性高，虽然变压器利用率低，但是在较高频率下其变压器磁通摆幅可以与双端变换器相当。但是开关管电压应力较大。双管正激开关管电压应力为输入电压，虽然用了两个管子，但是耐压低，导通电阻也小，损耗也小，同时散热面积相对大了，所以可靠性更好，在中大功率比较常用。但是双管正激实现软开关较难，就目前的一些拓扑来说，都需要辅助开关管来实现。如果能不加入辅助管而实现软开关，一定超有前途。 正激变换器也常用来交错并联，来扩大功率，能减小输出滤波器体积。 开关电源主回路拓扑结构概述_电源技术概要㈣ 主回路——开关电源中，功率电流流经的通路。主回路一般包含了开关电源中的开关器件、储能器件、脉冲变压器、滤波器、输出整流器、等所有功率器件，以及供电输入端和负载端。 开关电源（直流变换器）的类型很多，在研究开发或者维修电源系统时，全面了解开关电源主回路的各种基本类型，以及工作原理，具有极其重要的意义。 开关电源主回路可以分为隔离史与非隔离式两大类型。 一、非隔离式电路的类型： 非隔离——输入端与输出端电气相通，没有隔离。 1、串联式结构 串联——在主回路中开关器件（下图中所示的开关三极管T）与输入端、输出端、电感器L、负载RL四者成串联连接的关系。 开关管T交替工作于通/断两种状态，当开关管T导通时，输入端电源通过开关管T及电感器L对负载供电，并同时对电感器L充电，当开关管T关断时，电感器L中的反向电动势使续流二极管D自动导通，电感器L中储存的能量通过续流二极管D形成的回路，对负载R继续供电，从而保证了负载端获得连续的电流。 串联式结构，只能获得低于输入电压的输出电压，因此为降压式变换。 2、并联式结构 并联——在主回路中，相对于输入端而言，开关器件（下图中所示的开关三极管T）与输出端负载成并联连接的关系。 开关管T交替工作于通/断两种状态，当开关管T导通时，输入端电源通过开关管T对电感器L充电，同时续流二极管D关断，负载R靠电容器存储的电能供电；当开关管T关断时，续流二极管D导通，输入端电源电压与电感器L中的自感电动势正向叠加后，通过续流二极管D对负载R供电，并同时对电容器C充电。 由此可见，并联式结构中，可以获得高于输入电压的输出电压，因此为升压式变换。并且为了获得连续的负载电流，并联结构比串联结果对输出滤波电容C的容量有更高的要求。 3、极性反转型变换器结构 极性反转——输出电压与输入电压的极性相反。电路的基本结构特征是：在主回路中，相对于输入端而言，电感器L与负载成并联。 开关管T交替工作于通/断两种状态，工作过程与并联式结构相似，当开关管T导通时，输入端电源通过开关管T对电感器L充电，同时续流二极管D关断，负载RL靠电容器存储的电能供电；当开关管T关断时，续流二极管D导通，电感器L中的自感电动势通过续流二极管D对负载RL供电，并同时对电容器C充电；由于续流二极管D的反向极性，使输出端获得相反极性的电压输出。 二、隔离式电路的类型： Power Supply Topologies reliable operation follow recommendations in datasheets and application notes.**Go to:https://www.sodocs.net/doc/3c6608455.html, and place literature number in the “Key Word”box.For SEM topics,go to: https://www.sodocs.net/doc/3c6608455.html,/seminars The Floating bar is a trademark of Texas Instruments. ?2008Texas Instruments Incorporated.Printed in the U.S.A. Printed on recycled paper. SLUW001D Application Notes:** Understanding Buck Power Stages in Switchmode Power Supplies (SLVA057)Controllers/Converters:TPS40020/21TPS40180TPS40007/09TPS40192/3TPS40040/41TPS40200TPS40075TPS5410/20/30/50TPS40077TPS54350/550TPS40140TPS62110 Application Notes:** Understanding Boost Power Stages in Switchmode Power Supplies (SLVA061)High Voltage Power Supply Using a Highly Integrated DC/DC Converter (SLVA137)Controllers/Converters:TPS40210/11UCC28070TPS61080UCC28220/21TPS61030UCC38C42TPS61100UCC3800TPS61200UCC38050/51(PFC)UCC28060(PFC)UCC3817A/18A (PFC)UCC28061UCC3809-1 Application Notes:** Understanding Buck-Boost Power Stages in Switchmode Power Supplies (SLVA059A)Controllers/Converters:TPS40200UC3572TPS40061UCC3801/01/02/03/04/05TPS40057UCC3807TPS5410/20/30/50UCC3810(Dual)TPS54350/54550UCC3813TPS63700UCC38C40/41/42/43/45Application Notes:** Versatile Low Power SEPIC Converter Accepts Wide Input Voltage Range (SLUA158)High Power Factor Preregulator Using the SEPIC Converter (SEM900)Controllers/Converters:TPS43000UCC3807TPS61130UCC3810(Dual)UCC38C40/41/42/43/44/45UCC3800/01/02/03/04/05/3813 Application Notes:** Design of Flyback Transformers and Inductors (SEM400)Discontinuous Current Flyback Converter Design (SEM300)Controllers: TPS23750/70(PoE)UCC35705/706UC3807UCC3800/01/02/03/04/05/3813UCC28220/21UCC3809UCC28600(Green Mode)UCC3810(Dual)UCC3570UCC38C40/41/42/43/44/45UCC35701/702 Application Notes:**25-W Forward Converter Design Review (SLUA276)Multiple Output Forward Converter Design (SEM1200)Controllers:UCC28220/21UCC3807UCC3570UCC3809UCC35701/702UCC3810(Dual)UCC35705/706UCC38C40/41/42/43/44/45UCC3800/01/02/03/04/05/3813 Application Notes:** 150-W Off-Line Forward Converter Design Review (SEM400)Practical Considerations in Current Mode Power Supplies (SLUA110)Controllers: UCC27200/01(MOSFET Driver)UCC28220/21UCC3807UCC3570UCC3809UCC35701/702UCC3810(Dual)UCC35705/706UCC38C41/44/45UCC3801/04/05/13 Application Notes:** Active Clamp and Reset Technique Enhances Forward Converter Performance (SEM1000)Design Considerations for Active Clamp and Reset Technique (SEM1100)Controllers: UCC2891,2,3,4,7UCC3580-1UC3824 Application Notes:** Practical Considerations in Current Mode Power Supplies (SLUA110)Zero Voltage Switching Resonant Power Conversion (SLUA159)Controllers:UC28025UCC3806UC3825A,B UCC3808A UCC27200/01(MOSFET Driver)UCC28089(2x 50%)UCC38083/84/85/86\ Application Notes:** 1.5MHz Current Mode IC Controlled 50-Watt Power Supply (SLUA053)The UC3823A,B and UC3825A,B Enhanced Generation of PWM Controllers (SLUA125)Controllers:UC28025UCC3806UC3825A,B UCC3808A UCC28089(2x 50%)UCC38083/84/85/86 Application Notes:** The UC3823A,B and UC3825A,B Enhanced Generation of PWM Controllers (SLUA125)Practical Considerations in Current Mode Power Supplies (SLUA110)Controllers:UC28025UCC3808A UCC27200/01(MOSFET Driver)UCC28089(2x 50%)UCC38083/84/85/86UCC3806UC3825A,B Application Notes:** Designing a Phase Shifted Zero Voltage Transition Power Converter (SEM900)Design Review:500-W,40-W/in3Phase Shifted ZVT Power Converter (SEM900)Controllers:UC3875UC3879UCC3895开关电源拓扑电压模式与电流模式的比较
开关电源拓扑结构对比(全)
开关电源常用拓扑结构图文解释
最新开关电源拓扑结构
(整理)开关电源拓扑结构详解
开关电源各种拓扑集锦
开关电源拓扑的选择
电源拓扑电路详解
开关电源拓扑结构优缺点
详解开关电源拓扑结构的优缺点
开关电源各种拓扑集锦
电源拓扑结构.pdf
开关电源三大拓扑
开关电源几种拓扑结构的工作细节及波形
超详细的反激式开关电源电路图讲解
开关电源各种拓扑结构集锦详解
开关电源主回路拓扑结构概述_电源技术概要四8[1].21
开关电源拓扑结构