流量检测电路设计

引言

流量检测电路有节流装置、差压变送器、开方器、和相应的显示仪表构成，流量q 通过节流装置如孔板、喷嘴得到与差压的关系，差压与流量成平方关系:△ｐ＝K 1q 2。差压变送器将△P 成比例地转换成电压或电流信号x(转换系数为K 2):x=K 2△P 。故差压变送器的输出x 也与被测流量成平方关系：x= K 1K 2q 2

测得的电信号通过开方器开方器对信号x 按下式进行开方运算(开方系数为K)

y=K x

则可得 y=K 21K K q

因此将开方器的输出信号送至均匀刻度的指示、记录仪表，可直接读出流量值；若在配用比例积分器，可对被测流量进行累积计算，同时，加控制器还可以实现对流量的自动控制。

瞬时流量

累计流量

第一章 流量测量装置单元

1.1节流装置

节流变压降流量计的工作原理是，在管道内装入节流原件，流体流过节流原件的时候流束收缩，于是在节流原件前后产生差压，对于一定的形状和尺寸的节流原件，一定的测压位置和前后直管段情况，一定参数的流体，节流见前后的差压随流量的改变而改变俩者之间有确定的关系，因此可一通过差压来测量流量。

节流原件有很多，有孔板、喷嘴、文丘里管等，常用的有孔板和喷嘴，本实验中采用孔板。

图1-1整套节流装置示意

节流式流量计通常由能将流体流量转换成差压信号的节流装置及测量差压并显示流量的差压计组成．标准节流装置包括节流件及其取压装置、节流件上游侧第一个阻力件、第二个阻力件、下游侧第一个阻力件以及在它们之间的直管短段，节流装置如图1-1所示。

1.2 节流原件

节流原件标准孔板的结构如图1-2所示，标准孔板的开口直径d 是一个重要的尺寸，应实际测量，孔板的安装要求如下：

（1）节流件前后的直管段必须是直的，不得有肉眼可见的弯曲。

（2）安装节流件用得直管段应该是光滑的，如不光滑，流量系数应乘以粗糙度修正稀疏。

（3）为保证流体的流动在节流件前1D 出形成充分发展的紊流速度分布，而且使这种分布成均匀的轴对称形，所以

1）直管段必须是圆的，而且对节流件前2D

范围，其圆度要求其甚为严格，并且有一

定的圆度指标。具体衡量方法：

（A）节流件前OD，D/2，D，2D4个垂直管截面上，以大至相等的角距离至少分别测量4个管道内径单测值，取平均值D。任意内径单测量值与平均值之差不得超过±0。3%

（B）在节流件后，在OD和2D位置用上述方法测得8个内径单测值，任意单测值与D比较，其最大偏差不得超过±2%

2）节流件前后要求一段足够长的直管段，这段足够长的直管段和节流件前的局部阻力件形式有关和直径比β有关，见表1（β=d/D, d为孔板开孔直径，D为管道内径）。（4）节流件上游侧第一阻力件和第二阻力件之间的直管段长度可按第二阻力件的形式和β=0。7（不论实际β值是多少）取表一所列数值的1/2

（5）节流件上游侧为敞开空间或直径≥2D大容器时，则敞开空间或大容器与节流件之间的直管长不得小于30D（15D）若节流件和敞开空间或大容器之间尚有其它局部阻力件时，则除在节流件与局部阻力件之间设有附合表1上规定的最小直管段长1外，从敞开空间到节流件之间的直管段总长也不得小于30D（15D）。

图1-2 标准孔板

1.3 取压方式

取压方式采用法兰取压装置，法兰取压装置如图1-3所示，孔板夹在俩个特质的法兰之间，其间加俩片垫片，厚度不超过1mm，上游取压中心线与节流装置的距离l=25.4mm下游取压中心线与节流装置的距离l=25.4mm，取压孔必须符合单独钻孔取压的全部要求，取压孔中心线必须与管道中心线垂直。

图1-3 法兰取压

第二章流量的变送

2.1力平衡式差压变送器

力平衡式差压变送器的构成方框如图2-1所示，它主要包括测量部分、杠杆系统、位移检测放大器及电磁反馈机构。测量部分将被测差压△P

i

转换成相应的输人力p，

图2-1 力平衡式差压变送器构成方框图

该力与电磁反馈机构输出的作用力F。一起作用于杠杆系统，使杠杆产生微小的偏移，冉经位移检测放大器转换成统一的直流电流输出信号。

这类差压变送器是基于力矩平衡原理工作的，它是以电磁反馈力产生的力矩去平衡输入力产生的力矩。由于采用了深度负反馈，因而测量精度较高，而且保证了被测

差压△P

i

和输出电流I。之间的线性关系。在力平衡式差压变送器的杠杆系统中，目前已广泛采用了固定支点的矢量机构，并用平衡锤使副杠杆的重心与其支点相重合，从而提高了仪表的可靠性和稳定性。下面就以这种变送器为例进行讨论。变送器的主要性能指标基本误差一般为士0.25%，低差压为士1%，微差压为士1.5% 、土2.5%。变差为士2.5%，灵敏度为土0.05%，负载电阻为250-350Ω。

(1)测量部分

测量部分的作用是将被测差压信号△P

i 转换成输人力F

i

，它由高、低压室及膜盒、

轴封膜片等部分组成。膜盒是完成转换功能的主要部件，它的结构如图1-5所示。

当被测差压作用于膜盒两侧时，膜片2和硬芯3同时向右移动，迫使膜盒内充灌

的硅油沿孔向右移动，并在连接片6上产生集中力(输人力)F

i 。当△P

i

逐渐加大，

超过额定差压时，膜片与机座接触，两者波纹完全吻合，起到单向过载保护作用。膜盒采用双膜片结构，可减小温度的影响。由于环境温度变化时，每个膜片的有效面积和刚度都在变化，使用匹配成对的膜片，其变化大小相同、方向相反，故可相互补偿。膜盒内的硅油热膨胀系数较小、凝固点低以及不可压缩的特性，使膜盒具有良好的温度性能和耐压性能。此外，硅油还起阻尼作用，可提高整机的稳定性。

(2)杠杆系统杠杆系统是差压变送器中的机械传动和力矩平衡部分，它的作用

是把输人力F

i 所产生的力矩与电磁反馈力F

f

所产生的勺矩进行比较，然后转换成检

测片的位移。该系统包括主、副杠杆及调零和零点迁移机构、扑压调整和过载保护装置、平衡锤以及矢量机构，参见图2-2。

图2-2 膜盒结构

①调零和零点迁移机构如前所述，变送器的零点由调零弹簧来训整。零点迁移则通过调节迁移弹簧来实现的，迁移弹簧对主杠杆施加一迁移力F 0，此时变送器输人与输出间的关系仍可用前述的推导方法算得。设F 0到主杠杆支点的距离为l 0则有

=

0I 00

20013tan )F (F K l l K l l l p A l l f

f f

f i +

±?θ

，

， =+±?)(010，

，

F A l l p K i p 00F K l l f f （2-1）

式（2-1）中各符号意义已在工作原理部分说明。因迁移力F 0的作用方向可变， 即

可通过压缩或拉伸迁移弹簧，使其值为正或为负，故式中迁移项,01,

F A

l l 之前有正负号。

由式(2-1)可知，只要改变迁移力的大小和方向，变送器便可在一定范围内实现正向或负向迁移。

在对变送器进行零点迁移时应注意，迁移后被测差压的上限不能超过该表所规定的上限值，迁移后的量程范围也不得小于该表的最小量程。

顺便指出，在有些变送器中，迁移弹簧和调零弹簧是同一根，因为迁移和调零都是使变送器输出的起始值与测量起始点相对应，只不过零点调整量通常较小。而零点迁移量则比较大。

②静压调整和过载保护装置 这两个装置可用图2-3来说明。

静压调整装置[见图2-3(a)]用以克服变送器的静压误差。静压误差是指被测介质静压力的作用而产生的一项附加误差。它具体表现在:当测量部分膜盒两侧同时受到静压力的作用而无差压时，变送器的输出并非为与零点相对应的起始值。由于此项附加误差的存在，变送器在现场运行时，即使输人差压没有变化，但静压的波动也会使仪表的输出发生变化，这就增大了测量误差。因此静压误差必须调整在一定范围之内。

产生静压误差的主要原因是，膜盒两侧的膜片有效面积不等以及主扛杆、拉条等装配不正，这会使静压力产生一个附加力矩见图2-3(b)，从而使仪表的零点发生变化，造成附加误差。为了消除这一误差，在主杠杆上方转动静压调整螺钉8可改变拉条和主杠杆的相对位置见图2-3(b)。因拉条和主杠杆的支点D 和H 分别在不同的高度，故当静压力P 向上作用时，p 分解为两个分力P 1和P 2。

图2-3 静压调整、过载保护装置

P 2被拉条所平衡，P 1则对杠杆产生一转动力矩而造成零点变化。因此顺时针(零点增加)或逆时针(零点减小)转动静压调整螺钉8可克服静压误差。

过载保护装置参照图2-3（c)。当测量力F 1过大时，反向力F 反也相应加大，两力大到一定程度时，过载保护簧片5将弯曲变形而脱离主杠杆4。F 1再增大时，只加大弹簧片的变形，而矢量顶杆9承受的力不会再增加，从而起到了过载保护的作用。

③平衡锤，在副杠杆上方装有平衡锤10，使副杠汗的质心和其支点材重合，从而提高了仪表的耐冲击、耐振动性能，而且在仪表不垂直安装时，也不影响精度。

图2-4矢量机构

④矢量机构 矢量机构如图2-4(a)所示，它由矢量板和推板组成一由主杠杆传来的推力F 1被分解为两个分力F 2和F 3，F 3顺着矢量板方向，被矢量板固定芝点的反作用力所平衡，它不起作用。F 2垂直向上，它作用于副杠杆，使其做逆时针方向偏转。

由图2-4(b)的力分析矢量图可知，F 2 = F 1tan θ，如前所述，改变tan θ，可改变差压变送器的量程，这可通过调节量程调整螺钉改变矢量角口的大小来实现。由于矢

量角θ在4。

一15。

范围内变化，故仅用矢量机构调整量程时的量程比为0

tan15 3.83tan 4

≈ (3)电磁反馈机构 电磁反馈机构的作用是将输出电流I 。转换成电磁反馈力F f ，此力作用于副杠杆上，产生反馈一力矩M f ，以便和测量部分产生的输人力知M i 相平衡。该机构由反馈动圈1、导磁体2、永久磁钢3组成，如图2-5(a)所示。 反馈力F f 的大小为

F f =K f l 。 (2-2) K f 是电磁结构常数，其值为

K f =πBo DW 式中 B 。—气隙磁感应强度;

D —动圈平均直径; W —动圈匝数。

由前面的分析可知，改变K f 同样可调整变送器的量程，这可通过改变反馈动圈的匝数W 来实现。

反馈动圈由W 1和W 2两部分组成，连接线路如图2-5(b)所

W 1为725匝，用

于低量程挡;W 2为1450匝，W 1十W 2=2175匝，用于高量程挡。图中R 11和W 2的直流电阻

相等。在低量程挡时，将W

1和R

11

相串接，即1-3短接，2-4短接;在高量程档时，将

W 1和W

2

串联使用，即l-2短接。

图1-8（a）结构示意图

图2-5（a）电磁反馈机构

因为3

3

2

1=

+

W

W

W

，故改变反馈动圈匝数可实现3:l的量程调整。将凋整矢量角和

改变反馈动圈匝数结合起来，最大和最小量程比可达3.8*3/1=11.4/1。

图2-5（b）改量程接线图

2.2力平衡式差压变送器的原理

差压变送器的工作原理可以用结构示意图2-7来说明。被测差压信号P

1 、P

2

分

别引人测量元件3的两侧时，膜盒就将两者之差(△P

i )转换输人力F

i

。此力作用于主

杠杆的下端，使主杠杆以轴封膜片4为支点而偏转，并以力F

1

沿水平方向推动矢量

机构8。矢量机构8将推力F

1，分解成F

2

和F

3

，F

2

使矢量机构的推板向上移动，并通

过连接簧片带动副杠杆14，以M为支点逆时针偏转。这使固定在副杠杆上的差动变压器13的检测片(衔铁)找靠近差动变压器，使两者间的气隙减小。检测片的位移变化量通过低频位移检测放大器15转换并放大为4-20mA的直流电流I。，作为变送器的输出信号。同时，该电流又流过电磁反馈机构的反馈动圈16，产生电磁反馈力F

f

，

使副杠杆顺时针偏转。当反馈力F

f ，所产生的力矩和输入力F

i

所产生的力矩平衡时，

变送器便达到一个新的稳定状态。此时，放大器的输出电流I。反映了被测差压△P

i 的大小。

图2-7 力平衡式差压变送器结构示意图

图2-8 变送器信号传输方框图

根据上述工作原理可以画出如图2-8所示的变送器信号传输方框图（设迁移弹簧未起作用）。图中各符号代表意义如参照图2-7和杠杆系统受力图(图2-9)。它分别表示如下:

A—膜片有效面积;

l

1,l

2

—F

1

F

2

到主杠杆支点H的力臂;

l

3,l

,l

f

—F

2

,F

,F

f

到副杠杆支点M的力臂;

l

4

—检测片12到副杠杆支点M的距离;

tanθ—矢量机构的力传递系数，θ为矢量角;

K

1

—副杠杆力矩一位移转换系数;

K

2

—低频位移检测放大器位移一电流转换系数;

K

f —电磁反馈机构的电磁结构常数

△

图2-9 杠杆系统受力图

在差压变送器的放大系数(k 1k 2)和反馈系数和(l f K f )的乘积足够大的情况下，当变送器处于稳定状态时，将满足力矩平衡关系，即： M i +M 0≈M f

M l —被测差压信号△P l 产生的输入力矩; M 。—调零弹簧产生的力矩; M f —输出电流I 。产生的反馈力矩。

由图2-9可知，各项力矩为

θ

tan 2

3

1i i p A l l l M ?=

000l F M = (2-3)

0I l K M f f f =

将式(2-3)代人式(2-4)，可求得变送器输出与输人之间的关系为

00002310tan F K l l

p K F K l l p K l l A l l I f

f i p f f i f f +?=+?=

θ （2-4）

式中K p —比例系数。

式(2-4)表明以下几点:

=

p K f

f K l l A l l 231tan θ

(l)在满足深度负反馈的条件下，变送器输出与输人间的关系取决于测量部分和反馈部分的特性，当仪表结构尺寸确定后，输出电流I 。与输入差压△P i 成比例关系。 (2)式（2-4）中，(l 0/l f K f )F 0一项用以确定变送器输出电流的起始值。对Ⅲ型变送器而言，该项使输出为4mA 。改变调零弹簧作用力F 。可调整变送器的零点。

(3)比例系数K p 中的tan θ和K f 两项可变，故调整变送器的量程可通过改变矢量角和电磁结构常数来实现。

(4)由式(2-4)可知，改变量程会影响变送器的零点，而调整零点又对变送器的满度值有影响，故在力平衡差压变送器调校时，零点和满度值应反复调整。

2.3低频位移检测放大器

低频放大器由振荡器、整流滤波及功率放大器三部分组成。

低频位移检测放大器的作用是将副杠杆上检测片的微小位移S 转换成直流输出

电流I 。所以它实质上是一个位移-电流转换器。位移检测放大器包括差动变压器、低频振荡器、整流滤波及功率枚大器等部分。图2-14是其原理线路图。

U 0=K 1-Ui +1 （2-5）

2.3.1振荡器

振荡器线路如图2-10所示。由图可见，它是一个采用变压器耦合的LC 振荡电路。由差动变压器原边绕组的电感L AB 和电容C 4构成的并联谐振回路，作为晶体管VT 1的集电极负载。副边绕组CD 接在VT 1的基极和发射极之间，用以耦合反馈信号。电阻R 6和二极管VT 1构成分压式偏置电路，VD 1，VD 2还具有温度补偿作用。R 2是电流负反馈电阻，用来稳定VT 1的直流工作点。

由L AB 、C 4构成的并联振荡回路的固有频率也就是低频振荡器的振荡频率:

4

021C L f AB π=

将有关元件数值L AB =39mH 、C 4=0.047uF 代人，则可算得f 0≈4kHz 。

振荡器的输出电压经差动变压器藕合得到的u CD ，反馈至放大器的输人端。如果反馈信号能满足振荡的相位条件和振幅条件，则放大器能形成自激振荡。

现先分析振荡的相位条件。由电路图可知，只要u CD 与u AB 的相位相同，则反馈信

号与放大器的输入信号同相，电路就形成正反馈。在检测片的位移S=δ/2时，u CD=0，故不可能振荡；在s>δ/2时，因u CD与u AB反相，也不可能振荡；只有在s<δ/2时，

因u

CD 与u

AB

同相，才能形成正反馈，满足振荡的相位条件，电路才可能振荡

图2-10 振荡器电路

至于振荡的振幅条件，即K

f

=1(K为放大器电压放大系数，F为反馈系数)，只要选择合适的电路变量，是容易满足的。

下面再讨论检测片位称S与振荡器输出电压u

AB

之间的关系。图2-11(a)所示为振荡器的放大特性和反馈特性，此图表明，振荡器的放大特性是非线性的，而反馈特性在铁芯未饱和的情况下是线性的。两条线的交点P即为稳定后的工作点，P点对应的u，AB就是振荡器的输出电压。

(a)振荡器的放大特性和反馈特性 (b)不同F下的输入输出关系

图2-11振荡器特性

振荡器的反馈系数是随检测片位移s的改变而变化的，在S较大时(<δ/2范内)，因磁阻较大，F就比较小;反之，S较小时，磁阻较小，F就比较大。检测片在

不同位置S

1，S

2

，S

3

时，其相应的反馈系数为F

1

，F

2

，F

3

。若S

3

< S

2

< S

1

,则F

3

> F

2

> F

1

。

由图2-11（b）可见不同F时的反馈特性与放大特性相交于P

1，P

2

，P

3

，此时对应的

输出电压分别uAB

1，uAB

2

，uAB

3

。

综上所述，当检测片位移S改变时，反馈系数F随之改变，使特性曲线上的交点P 上下移动，所以输出电压u AB二也随之改变。其变化趋势为:s↓→F↑→P点上移→u AB↑

2.3.2整流滤波

整流滤波电路如图2-12所示。振荡器的输出电压uAB经二极管VD

4

整流以及通

过电阻R

8、R

9

和电容C

5

滤波得到平滑的直流电压信号，再送至功放级。整流滤波电路

并联在L

AB 、C

4

回路的两端，因此它的总阻抗不能太小，否则将要影响振荡器的工作

2.3.3功率放大器

功率放大器由晶体管VT

2VT

3

和电阻R

3

，R

4

R

5

组成，如图2-13所示，放大器采用

PNP-NPN互补型复合管，其目的一是提高电流放大系数;二是电平配置，使VT

2

的基极电平与前级输出信号的电平相匹配。

图2-12 整流滤波电路图2-13功放级电路

图中R

3

为稳定工作点的反馈电阻，同时提高功放级的输入阻抗，有利于滤波器

输出电压的稳定。R

5为VT

2

、VT

3

集电极与发射极之间的穿透电流提供旁路，用以改善

放大器的温度性能。R

5

的接人同时也降低了功放级的增益，但提高了电路的稳定性。

低频放大器线路中其他元件的作用如下。

R

1、C

1

起相位校正作用，它对高次谐波造成一相移，破坏其振荡的相位条件，

即防止高次谐波产生寄生振荡。

R

7起稳定振荡管输人电压的作用。由于VT

1

的工作点比乙类稍高，在uCD的正负

半周，输人阻抗变化较大，接入R

7

可使差动变压器的副边负载比较均匀。

R

10用来改变放大器的灵敏度。当变送器用在高量程时，通过端子7、8将R

10

接入，

与差动变压器副边并联，使灵敏度降低。

C

3、C

6

为高频旁路电容，可减小交流分量。

VD

9

为防止电源反接的保护二极管。

图2-14 位移检测放大器原理线路图

第三章 开方器及其显示

3.1开方器

开方器对1-5V 的直流电压信号进行开方运算，运算结果以l-5V 的直流电压或4-20mA 的直流电流输出。其运算关系为

01U =

上式中，U i 、U 0分别为开方器的输人、输出信号;K 为开方系数。

仪表的基本误差：输人电压大于或等于1.09V 时，±0.5%；输人电压小于1.09V ，且大于或等于1.04V 时，土1%；输人电压小于1.04V 时，输出信号被切除。

开方器的作用是实现开方运算，它是控制系统中经常使用的一种运算器。例如在图1-10所示的流量测量和控制系统中，开方器对差压变送器的输出信号进,行运算，从而得到与被测流量成比例关系的电压或电流信号。

图3-1 与节流装置配套的流量测量控制系统

图3-1与节流装置配套的流量测量系统图中，节流装置将被测流量q 转换成差压信号△P(转换系数为K 1)，差压与流量成平方关系:△ｐ＝K 1q 2。差压变送器将△P 成比例地转换成电压或电流信号x(转换系数为K 2):x=K 2△P 。故差压变送器的输出x 也与被测流量成平方关系：x= K 1K 2q 2

开方器对信号x 按下式进行开方运算(开方系数为K)

y=K x (3-1)

则可得 y=K 21K K q

这样，开方器的输出y 就与被测流量q 成比例关系了。因此将开方器的输出信号送至均匀刻度的指示、记录仪表，可直接读出流量值；若再配用比例积算器，可对被测流量进行累积计算；同时，加接调节器还可实现流量的自动控制。

实现开方运算有许多方法，例如对乘除器线路作适当改动，或者直接使用乘除器，

瞬时流量

累计流量

通过改变信号线的连接方式来实现开方运算；利用二极管开关电路得到一组折线，调整电路变量，使该组折线以一定精度逼近开方特性曲线。此外，应用霍尔元件也可组成开方运算电路。

在开方器中还设置有小信号切除电路，这是因为开方器对小信号的运算精度很低。小信号的运算精度可从开方器的放大系数来说明。

对运算关系式(3-1)求导得到 dy/dx=K/2x

此式表明开方器的放大系数dy/dx与输人信号x二有关。当x很小时，放大系数很大。也就是说，在输人信号x很小时，x稍有波动，就会引起开方器输出y的很大变化,这将会使开方器在小信号输入时产生较大的运算误差。为了避免这一运算误差对测量和控制带来的不利影响，通常在输人信号很小时(小于输人满量程的1%)将输出信号切除，即使开方器的输出为零。而在输人信号较大时，仍然满足开方器的运算关系式。

由于乘除器中没有小信号切除电路，故一般不使用乘除器来实现开方运算。3.2开方器的工作原理

开方器保留了乘除器的基本运算电路——自激振荡时间分割器以及输人电路l 和输出电路，去除了不必要的输人电路2、3及两套附加偏置电路，将比例放大器的输出U

23

连接至乘法电路2的输人端，增设了小信号切除电路。开方器的方框图如图3-2所示。

图3-2的虚线框内为开方运算部分，它由比较器、乘法电路1、2(K

2和K

3

分别为

这两个乘法电路的乘法系数)和比例放大器(比例系数为N

2)所组成。U

11

和U

21

分别为开

方运算部分的输人信号和输出信号，其中U

21

为一恒定电压。S为比较器输出的脉冲信号。

图3-2 开方器方框图

从图3-2可列出以下关系式:

U 11-U

f

=ε

U 22= K 2SU 21 U 23= N 2U 22 U f =K 3SU 23

在比较器的放大倍数足够大的条件下，ε→ 0,即U 11≈U f ，，故可推得：

U 11=K 3U 232/K 2N 2U 21

在本开方器中，K 2=K 3=1，所以 U 11= U 232/N 2U 21

即 U 23=21

2U N 11U (3-2)

当U 21和N 2为常数时，开方部分的输出信号U 23与这部分的输人信号U 11的开平方成正比。图3-2中，输人电路的运算关系式为U 11=N 1 (U i -1) 输出电路的输出信号，即整机输出信号U 0为

U 0=N 0U 23+1 将U 11，、U 0的关系式与式(3-2)联立求解可得 U 0=N 02121U N N 1U i -+1

设K=N 021

21U N N

则 U 0=K 1U i -+1

在本开方器中，N 1=1，N 2=2,N 0=2/3,U 21=4.5V,故开方系数K=2。 将K 值代人上式后得到开方器的运算关系式为

U 0=21U i -+1 (3-3)

3.2.1输入电路

输人电路的作用是从输人信号中减去与运算无关的1V 电压，并将以0V 为基准的信号移至以电平U B 为基准。输人电路的运算关系式为

U 11=N 1（U i1-1）

式中N 1为输人电路的比例系数。

开方器的输人电路都是差动电平移动兼减1V 电路。输入电路如图3-2所示。 在图3-2输人电路中，当IC 1为理想运算放大器时，则有

U F ＝)()(41111R R U U R B ++，[]322(0.5)/(3)T i B U RU R U R R =+-+

因 U F ＝U T

且 R 1＝R 2＝2?500 k Ω；R 3＝R 4＝500k Ω

则 U 11=0.5（U i -1） (3-4)

即 N

1

＝0.5

图3-3 输入电路

3.2.2自激振荡时间分割器

自激振荡时间分割器的作用是实现式（3-5）的关系式。它包括比较器、乘法电

路1（乘法系数为

2

K）、乘法电路2（乘法系数为3K）和比例放大电路（比例系数为2N）。

原理电路示于图3-4。比较器由IC

2、R

5

和C

2

、C

3

等组成。两套乘法电路的结构和变量

完全相同，分别由VT

1、VT

2

、VD

1

、R

8

和C

8

以及VT

3

、VT

4

、VD

2

、R

9

和C

9

组成。U

21

以及

放大器IC

3的输出U

23

作为乘法电路的输入电压；由输入电路1来的信号U

11

，加在比

较器的同相输人端，反相输人端所加的信号是乘法电路2的输出电压U

f ，它与U

11

相

比较，其差值为ε。乘法电路l的输出信号为U22，它送至比例放大电路。既U11、U21

和U

23电路分别为开方运算部分的输入信号和输出信号，其中U

21

为一恒定值（4.5V）。

S为比较器输出的脉冲信号。从图3-4可列出以下关系式:

U 11-U

f

=ε

U 22= K

2

SU

21

U 23= N

2

U

22

U f =K

3

SU

23

在比较器的放大倍数足够大的条件下，ε→ 0,即U11≈U f，，故可推得

U 11=K

3

U

23

2/K

2

N

2

U

21

在本开方器中，K

2=K

3

=1，所以 U

11

= U

23

2/N

2

U

21

即 U

23=

21

2

U

N

11

U (3-5)

当U

21和N

2

为常数时，开方部分的输出信号U

23

与这部分的输人信号U

11

的开平方成

正比。图3-3中，输人电路的运算关系式为U

11=N

1

(U

i

-1) 输出电路的输出信号，即

整机输出信号U 0为

U 0=N 0U 23+1

将U 11，、U 0的关系式与式(3-3)联立求解可得 U 0=N 02121U N N 1U i -+1

设K=N 021

21U N N

则 U 0=K 1U i -+1

在本开方器中，N 1=1，N 2=2,N 0=2/3,U 21=4.5V,故开方系数K=2。 将K 值代人上式后得到开方器的运算关系式为 U 0=21U i -+1

图3-4 自激振荡时间分割器

由运算电路的工作原理可知，自激振荡时间分割器的起振条件应为

U 23>U 11

U 11是以U B 为基准的0-4V 直流电压，取U 11的上限值4V ，即要求

U 23>4V

由于 U 23=N 2U 22=2U 22 故要求 U 22>2V

当VT 1饱和导通、VT 2截止时，U 22即为U 21对电容C 8的充电电压(见图3-4)，若忽略VT 1的饱和压降，则起振条件就是

本开方器U 21选定为4.5V ，因此满足振荡器的起振条件：

U 22>2V

3.2.3小信号切除电路