运算放大器增益稳定性第3部分：AC增益误差分析

运算放大器增益稳定性，第 3 部分：AC 增益误差分析

作者：Miroslav Oljaca 德州仪器(TI)高级应用工程师和Henry Surtihadi TI 模拟设计工程师

增益带宽乘积的重要性

本小节将回顾运算放大器增益带宽乘积(GBWP) 即G×BW 概念。在计算AC 闭环增益以前需要GBWP 这一参数。首先，我们需要GBWP（有时也称作GBP），用于计算运算放大器闭环截止频率。另外，我们在计算运算放大器开环响应的主极点频率f0时也需要GBWP。在f0以下频率，第2 部分的DC 增益误差计算方法有效，因为运算放大器的开环增益为恒定；该增益等于A OL_DC （请参见参考文献 1 和参考文献2）。但是，超出f0频率以后，则必须使用AC 计算方法，我们将在后面小节详细讨论。

一般而言，如果运算放大器有直线、–20-dB/十倍频、开环增益滚降，则其具有恒定GBWP。就某个选定闭环增益而言，闭环增益开始下降的截止频率可通过将GBWP 除以理想闭环增益来计算得到。请注意，实际上得到的闭环响应–3-dB 点可能不会刚好等于增益峰值和其他非理想因数计算得到的滚降点。

图 1 显示了简化开环增益与TI OPA211 频率响应的对比情况。在产品说明书中，GBWP 针对两种不同的增益：1 (GBWP=45 MHz) 和100 (GBWP=80 MHz)。使用这两种增益规范的原因是OPA211 的开环增益响应在大约4MHz 到20MHz 频率区域有一个额外的极点-零点对。这是一个特例，其与先前的叙述（带直线-20-dB/十倍频滚降的运算放大器只有一个GBWP）相反。因此，80MHz 的GBWP 应用于计算100 或更高闭环增益运算放大器的截止频率，而45MHz 的GBWP 应用于2 或更低闭环增益的运算放大器。如果4MHz 以上频率区域需要使用更加精确的计算，则我们建议使用SPICE 仿真。

使用规定的GBWP 可让设计人员计算不同闭环增益的截止频率。运算放大器为单位增益结构时（闭环增益为1），截止频率为45MHz（45MHz/1），其也被称作运算放大器的单位增益带宽(UGBW)。如果运算放大器的闭环增益为100，则截止频率为800kHz (80MHz/100)。

若要计算OPA211 的主极点频率(f o)，需使用80MHz 的GBWP。另外，80MHz 对100 或更高（最大为A OL_DC 值）的闭环增益有效。114dB 的值为室温下OPA211 的最小保证DC 开环增益，将用于A OL_DC。将所有这些参数代入至方程式 1 得到：

下面小节将会用到这一结果以计算AC 闭环增益。

AC 闭环增益计算

在第 1 部分中，我们计算了频率范围中非反相运算放大器结构的闭环传输函数。特别是，推导出该传输函数的假设条件是运算放大器有一个一阶开环响应。计算增益误差时，振幅响应很重要。为了方便起见，下列方程式中再次给出了这一结果：

其中β 定义为

另外，也是在这一篇文章中，我们还推导出了计算反相结构闭环增益的方程式。方程式 4 再次给出了该结果：

方程式 4 使用方程式 3 定义的相同变量β。另外，方程式 5 定义了变量α：

这样，方程式 2 和方程式 4 便分别表示了非反相和反相放大器的闭环增益。这两个方程式计算了传输函数的振幅，并将用于后面的分析。

在第 2 部分中，我们计算了非反相运算放大器结构的DC 闭环传输函数。另外，传输函数的推导假设条件是运算放大器有一个一阶开环响应。通过在方程式 2 和 4 中设置 f 等于0，可推导出非反相和反相放大器的DC 闭环增益，其得到下列两个方程式：

在其他刊发的文章（参考文献 3 到8）中，我们使用两种稍稍不同的方法，推导出了DC 闭环增益；但是，结果与本分析一致。遗憾的是，相同文章中，我们只需在方程式 6 和7 中用A OL(f) 代替A OL_DC便可推导出AC 闭环增益表达式，其代表一些简单的传输函数。方程式8 和9 给出了这些结果：

在这两个方程式中，假设一个一阶系统，则A OL(f) 定义如下：

然而，计算AC 闭环增益时这并非是一种正确的方法。相反，我们应该使用方程式 2 和4，其为闭环传输函数的振幅表达式。就非反相结构而言，我们应该使用方程式 2 而非方程式8，而就反相结构而言，应该使用方程式 4 而非方程式9。接下来的两个小节，将介绍使用正确和错误方程式计算增益所得结果的差异。

图 2 非反相结构(G=200V/V) 中OPA211 的闭环响应

表 1 非反相结构（G=200V/V 或46dB）中OPA211 的闭环增益

非反相结构的AC 增益误差

如前所述，系统设计人员往往会将方程式10 代入方程式8 中，以计算非反相结构的AC 增益。图 2 显示了使用这种方法与使用方程式 2 得到的OPA211 闭环响应的差异。本例中，闭环增益设定为200V/V（β= 1/200）。图 2 清楚地表明了使用两个方程式之间的差异，主要位于开环和闭环曲线（也就是截止频率）之间理论交集前后的十倍频区域内。

从前面的GBWP 讨论，我们可以知道200V/V 增益的OPA211 具有400 kHz (80 MHz/200) 的截止频率。表1 以表格的形式显示了一些选定频率的图2 所示值。10kHz 和100kHz 频率时，该表格显示频率响应之间存在相当的差异。相比使用方程式 2 时从约199 V/V 下降到194 V/V，使用方程式8 计算所得闭环增益从约195 V/V 下降到160 V/V。截止频率为400kHz 时出现最大差异，其误差为29% 即3dB。这些差异可被看作是增益误差，如图 3 所示。

图 3 方程式8 得到的OPA211 闭环增益误差

上述分析表明，在选择正确的组件时，正确地理解增益误差极为重要。如果设计要求闭环增益平直度保持在某个指定余量范围内，则使用方程式8 会使设计人员选择一个UGBW 高出实际需要10 倍的运算放大器。

图 4 反相结构(G=-200V/V) 中OPA211 的闭环响应

表 2 反相结构（G=-200V/V 或46dB）中OPA211 的闭环增益

反相结构的AC 增益误差

与非反相结构类似，大多数系统设计人员都会使用方程式9 和10 来计算反相结构的AC 增益。图 4 显示了使用方程式 4 和9 所得闭环增益的差异。本例中，运算放大器被设置为-200V/V 反相增益(β = 1/201, α= 200/201)。从图 4 我们可以看到，最重要的结果差异同样位于截止频率前后约十倍频的区域内。

表 2 以表格形式显示了一些选定频率的图 4 所示值。10kHz 和100kHz 频率时，表 2 显示了非反相结构的相同频率响应差异。相比使用方程式 4 时从约199 V/V 下降到194 V/V，使用方程式9 计算所得闭环增益从约195 V/V 下降到160 V/V。同样，截止频率为400kHz 时出现最大差异，其误差为29% 即3dB。这些差异可被看作是增益误差，如图 5 所示，从而让我们产生与非反相结构类似的迷惑：如果设计要求闭环增益平直度保持在某个指定余量范围内，则使用方程式9 会使设计人员选择一个UGBW 高出实际需要10 倍的运算放大器。

图 5 方程式9所得OPA211闭环增益误差

表 3 AC 闭环增益的计算及SPICE 仿真值

SPICE 仿真对比

为了验证使用方程式 2 和 4 计算非反相和反相结构AC 闭环增益的有效性，我们把所得结果同TINA-TI? SPICE 仿真的结果进行了对比。就本分析而言，我们使用了OPA211 宏模型。该模拟模型可在下列地址下载到：

https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/docs/prod/folders/print/opa211.html#toolssoftware。

表 3 表明，方程式 2 和 4 的计算结果与SPICE 仿真所得结果很好地匹配，从而证明方程式 2 和 4 确为计算AC 闭环增益的正确方程式。计算结果和模拟结果稍有差别，因为SPICE 仿真包括了一些非理想的运算放大器因素（例如：输入偏置电流等），而我们的这个简化分析忽略了这些因素。

重要声明

德州仪器(TI)及其下属子公司有权在不事先通知的情况下，随时对所提供的产品和服务进行更正、修改、增强、改进或其它更改，并有权随时中止提供任何产品和服务。客户在下订单前应获取最新的相关信息，并验证这些信息是否完整且是最新的。所有产品的销售都遵循在订单确认时所提供的TI销售条款与条件。

TI保证其所销售的硬件产品的性能符合TI标准保修的适用规范。仅在TI保修的范围内，且TI认为有必要时才会使用测试或其它质量控制技术。除非政府做出了硬性规定，否则没有必要对每种产品的所有参数进行测试。

TI对应用帮助或客户产品设计不承担任何义务。客户应对其使用TI组件的产品和应用自行负责。为尽量减小与客户产品和应用相关的风险，客户应提供充分的设计与操作安全措施。

TI不对任何TI专利权、版权、屏蔽作品权或其它与使用了TI产品或服务的组合设备、机器、流程相关的TI知识产权中授予的直接或隐含权限作出任何保证或解释。TI所发布的与第三方产品或服务有关的信息，不能构成从TI获得使用这些产品或服务的许可、授权、或认可。使用此类信息可能需要获得第三方的专利权或其它知识产权方面的许可，或是TI的专利权或其它知识产权方面的许可。

对于TI的数据手册或数据表，仅在没有对内容进行任何篡改且带有相关授权、条件、限制和声明的情况下才允许进行复制。在复制信息的过程中对内容的篡改属于非法的、欺诈性商业行为。TI对此类篡改过的文件不承担任何责任。

在转售TI产品或服务时，如果存在对产品或服务参数的虚假陈述，则会失去相关TI产品或服务的明示或暗示授权，且这是非法的、欺诈性商业行为。TI对此类虚假陈述不承担任何责任。

可访问以下URL地址以获取有关其它TI产品和应用解决方案的信息：

产品

放大器https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/amplifiers

数据转换器https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/dataconverters

DSP https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/dsp

接口https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/interface

逻辑https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/logic

电源管理https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/power

微控制器https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/microcontrollers

应用

音频https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/audio

汽车https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/automotive

宽带https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/broadband

数字控制https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/control

光纤网络https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/opticalnetwork

安全https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/security

电话https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/telecom

视频与成像https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/video

无线https://www.sodocs.net/doc/6411714941.html,/wireless

邮寄地址：Texas Instruments,Post Office Box655303,Dallas,Texas75265

Copyright?2006,Texas Instruments Incorporated

自动增益放大器剖析

自动增益控制放大器 一、设计思路描述 本自动增益控制放大器系统以MSP430G2553为控制核心。利用单片机内部ADC10对末级输出信号采样，可由按键控制三种模式以及增益倍数的切换，也可根据采样得到的末级输出信号幅度大小，自动控制DAC7811作为TLC085反馈电阻网络，从而实现对末级自动增益控制。在软件设计中，我们实现三种不同的模式切换： 1.交流手动模式中。根据选择增益倍数不同，我们可以算出不同的code值，将code值传给DAC7811。例如：当我选择0.2倍增益时，那么需要控制前级衰减，同时code值为2048,因此增益倍数Av=0.1*4096/2048=0.2。 2.直流自动换挡模式。根据单片机内部ADC10对输出信号采样幅度大小，自动控制前级是否衰减、控制CD4051选择OPA 2227反馈电阻，从而实现0.2、0.5、 2、5的最大增益倍数。 3.自动增益模式。根据利用单片机内部ADC10对输出信号采样幅度大小自动控制前级是否衰减，控制CD4051选择OPA 2227反馈电阻。 二、硬件电路设计 2.1前级信号衰减电路 VDD

图2.1 前级衰减电路 如图2.1所示，前级衰减电路由CD4051、OPA2227、20K?以及2K?电阻组成，其中CD4051为单刀八掷开关。在该电路中，单片机MSP430G2553通过P1.3口进行对CD4051中两种电阻进行选择，改变OPA2227反馈电阻，从而实现0.1倍与1倍的控制。 在整个电路中，前级衰减电路十分重要，它不仅仅是对输入信号进行衰减，还可以对单片机MSP430G2553进行保护。 2.2末级DAC7811增益自动控制电路 图2.2 DAC7811增益自动控制电路 图2.2为末级DAC7811增益自动控制电路。利用单片机内部ADC10对输出信号经过OPA2340绝对值整形后的波形进行采样，根据幅值控制CD4051选择

差分放大器的结构、特点及作用

1. 差分放大器的结构、特点及作用 特点： 差分信号作为输出可以增大最大输出压摆。 差分工作模式，能很好抑制环境噪声（如电源噪声），即所谓的共模抑制。虽然这是以电路面积为代价的，但对于在单端模式时采用其它的方法来抑制环境噪声的干扰的电路面积而言还是较小的。 差分电路还具有偏置电路简单和线性度高等优点。 结构： 应用： 2. 基本差分对中的尾电流源的作用 为差分对提供一个电流源I S ，以使差分对具有固定的尾电流，从而产生独立于输入共模信号V ic 的电流I D1+I D2。 在共模输入时差分对管的工作电流I D1=I D2= I S /2，并且保持恒定； 同理，其共模输出电平也保持恒定，且其值为V DD -RI S /2（R 为负载等效电阻）。 解决了由于差分对管在共模输入时的工作电流变化引起非线性及输出信号失真等。 V i1 V i2 V i1V i2

3. 各类差分放大器的增益（共模增益、差模增益）、输入输出共模电平范围、 线性增益区的范围（对所给电路图分析计算） 双端输入双端输出时的差模电压增益 双端输入单端输出差模电压增益 在理想情况下，由于电路的完全对称性，则当输入共模信号时，由于引起差分对管的每边的输出电压的变化量相等，双端输出的电压为0，故电压增益为0。 理想情况下，单端输出共模小信号增益也为0。 4. 各类差分放大器的失调分析（失调的表示方式、原因，减小失调的方法） P83 减小由于输入差分对管不对称所引起的输入失调电压a 、减小输入差分对管MOS 管的阈值电压差，一种有效的方法就是采用离子注入工艺，使输入差分对管的阈值电压一致性较好。b 、减小失调误差的另一种方法是减小由于差分对管的几何尺寸的不对称引入的误差，这可以增大差分对管的尺寸，从而减小ΔW/W 与ΔL/L 的值（但这会造成输入差分对管具有大的寄生电容）来实现，并且通过提高光刻精度以减小ΔW/W 与ΔL/L 的误差值。 5. 差分放大器共模抑制能力的表示方式 R g V V V m i o o -=-)2)(121R g m 2 1 -

采用折叠式结构的两级全差分运算放大器的设计

目录 1. 设计指标 (1) 2. 运算放大器主体结构的选择 (1) 3. 共模反馈电路（CMFB）的选择 (1) 4. 运算放大器设计策略 (2) 5. 手工设计过程 (2) 5.1 运算放大器参数的确定 (2) 5.1.1 补偿电容Cc和调零电阻的确定 (2) 5.1.2 确定输入级尾电流I0的大小和M0的宽长比 (3) 5.1.3 确定M1和M2的宽长比 (3) 5.1.4确定M5、M6的宽长比 (3) 5.1.5 确定M7、M8、M9和M10宽长比 (3) 5.1.6 确定M3和M4宽长比 (3) 5.1.7 确定M11、M12、M13和M14的宽长比 (4) 5.1.8 确定偏置电压 (4) 5.2 CMFB参数的确定 (4) 6. HSPICE仿真 (5) 6.1 直流参数仿真 (5) 6.1.1共模输入电压范围（ICMR） (5) 6.1.2 输出电压范围测试 (6) 6.2 交流参数仿真 (6) 6.2.1 开环增益、增益带宽积、相位裕度、增益裕度的仿真 (6) 6.2.2 共模抑制比（CMRR）的仿真 (7) 6.2.3电源抑制比（PSRR）的仿真 (8) 6.2.4输出阻抗仿真 (9) 6.3瞬态参数仿真 (10) 6.3.1 转换速率（SR） (10) 6.3.2 输入正弦信号的仿真 (11) 7. 设计总结 (11) 附录（整体电路的网表文件） (12)

采用折叠式结构的两级全差分运算放大器的设计 1. 设计指标 5000/ 2.5 2.551010/21~22v DD SS L out dias A V V V V V V GB MHz C pF SR V s V V ICMR V P mW μ>==?== >=±=?≤的范围 2. 运算放大器主体结构的选择 图1 折叠式共源共栅两级运算放大器 运算放大器有很多种结构，按照不同的标准有不同的分类。从电路结构来看, 有套筒 式共源共栅、折叠式共源共栅、增益提高式和一般的两级运算放大器等。本设计采用的是如图1所示的折叠式共源共栅两级运算放大器，采用折叠式结构可以获得很高的共模输入电压范围，与套筒式的结构相比，可以获得更大的输出电压摆幅。 由于折叠式共源共栅放大器输出电压增益没有套筒式结构电压增益那么高，因此为了得到更高的增益，本设计采用了两级运放结构，第一级由M0-M10构成折叠式共源共栅结构，第二级由M11-M14构成共源级结构，既可以提高电压的增益，又可以获得比第一级更高的输出电压摆幅。 为了保证运放在闭环状态下能稳定的工作，本设计通过米勒补偿电容Cc 和调零电阻Rz 对运放进行补偿，提高相位裕量！ 另外，本文设计的是全差分运算放大器，与单端输出的运算放大器相比较，可以获得更高的共模抑制比，避免镜像极点及输出电压摆幅。 3. 共模反馈电路（CMFB ）的选择 由于采用的是高增益的全差分结构，输出共模电平对器件的特性和失配相当敏感，而且不能通过差动反馈来达到稳定，因此，必须增加共模反馈电路（CMFB ）来检测两个输出端

自动增益控制AGC

任务一 自动增益控制(AGC )电路 任务引入 在调幅接收机接收电台信号时 ,由于各发射台功率有大有小,发射台离接收机的距离远近不一,无线电波传播过程中的多径效应与衰落等原因,使接收天线上感生的有用信号强度相差非常悬殊,而且往往有很大的起伏变化(约为～倍),有可能在接收微弱信号时造成某些电路(例如检波器)不能正常工作而丢失信号,而在接收强信号时造成放大电路的阻塞(非线性失真)。为此在接收设备中几乎无例外的都必须采用自动增益控制电路,用来压缩有用信号强度的变化范围。 任务分析 自动增益控制(AGC )电路的作用就是能根据输入信号的电压的大小,自动调整放大器的增益,使得放大器的输出电压在一定范围内变化。 自动增益控制(AGC )电路就是无线电接收设备中的重要电路,用来保证接收幅度的稳定。它一般由电平检测器(峰值检波电路)、低通滤波器、直流放大器、电压比较器、控制电压产生器与可控增益放大器组成。其中可控增益放大器就是实现增益控制的关键。 相关知识 一、自动增益控制电路(AGC)的工作原理 1.AGC 的作用 自动增益控制电路的作用,就是在输入信号幅度变化很大的情况下,自动保持输出信号幅度在很小范围内变化的一种自动控制电路。 2.AGC 的组成框图 自动增益控制电路的组成框图如图3-5-2所示。

图3-5-2 自动增益控制电路的组成框图 由图可见,自动增益控制电路可以瞧成由反馈控制器与(控制)对象两部分组成,其中反馈控制器由电平检测器、低通滤波器、直流放大器、电压比较器与控制电压产生器组成,被控对象就是可控增益放大器。可控增益放大器的输入信号就就是AGC电路的输入信号,其输出信号,其增益为 增益受控制电压的控制,控制电压就是由电压比较器产生的误差电压经控制电压产生器变换后得到的,增益可写成或,它就是误差电压(或控制电压)的函数。也可以直接用误差电压控制可控增益放大器的增益。 3.AGC各单元电路的功能与基本工作原理 (1)电平检测器电平检测器的功能就是检测出输出信号的电平值,通常由振幅检波器实现,它的输出与输入信号电平成线性关系,其输出电压为。 (2)低通滤波器环路中的低通滤波器具有非常重要的作用。由于发射功率变化、距离远近变化、电波传播衰落等引起信号强度的变化就是自动增益控制电路需要进行控制的范围,这些变化比较缓慢,而当输入为调幅信号时,调幅波的幅值变化就是传递信息的有用幅值变化.这种变化不应被自动增益控制电路的控制作用减弱或抵消(此现象称为反调制),由于两类信号的变化频率不同,就可以恰当选择环路的频率响应特性,适当地选择低通滤波器的传输特性,使环路对高于某一频率的调制信号的变化无响应,而对低于这一频率的缓慢变化具有抑制作用。 (3)直流放大器直流放大器将低通滤波器输出的电平值进行放大后送至电压比较器,由于电平检测器输出的电平信号的变化频率很低,例如几赫左右,所以一般均采用直流放大器进行放大。 (4)电压比较器经直流放大器放大后的输出电压与给定的基准电压进行比较,输出误差信号电压,当电压比较器增益为时,服从下列关系式

影响运放电路的误差的几个主要参数(精)

影响运放电路的误差的几个主要参数(KCMR,VIO,Iib,Iio等) 1. 共模抑制比KCMR为有限值的情况 集成运放的共模抑制比为有限值时，以下图为例讨论。 VP=Vi VN=Vo 共模输入电压为： 差摸输入电压为： 运算放大器的总输出电压为：vo=AVDvID+AVCvIC 闭环电压增益为：

可以看出，Avd和Kcmr越大，Avf越接近理想情况下的值，误差越小。 2.输入失调电压VIO 一个理想的运放，当输入电压为0时，输出电压也应为0。但实际上它的差分输入级很难做到完全对称。通常在输入电压为0时，存在一定的输出电压。 解释一：在室温25℃及标准电源电压下，输入电压为0时，为使输出电压为0，在输入端加的补偿电压叫做失调电压。 解释二：输入电压为0时，输出电压Vo折合到输入端的电压的负值，即VIO=- VO|VI=0/AVO 输入失调电压反映了电路的对称程度，其值一般为±1~10mV 3.输入偏置电流IIB BJT集成运放的两个输入端是差分对管的基极，因此两个输入端总需要一定的输入电流IBN和IBP。输入偏置电流是指集成运放输出电压为0时，两个输入端静态电流的平均值。 输入偏置电流的大小，在电路外接电阻确定之后，主要取决于运放差分输入级BJT的性能，当它的β值太小时，将引起偏置电流增加。偏置电流越小，由于信号源内阻变化引起的输出电压变化也越小。其值一般为10nA~1uA。 4.输入失调电流IIO 在BJT集成电路运放中，当输出电压为0时，流入放大器两输入端的静态基极电流之差，即IIO=|IBP-IBN| 由于信号源内阻的存在，IIO会引起一个输入电压，破坏放大器的平衡，使放大器输出电压不为0。它反映了输入级差分对管的不对称度，一般约为 1nA~0.1uA。 5.输入失调电压VIO、输入失调电流IIO不为0时，运算电路的输出端将产生误差电压。 设实际的等效电路如下图大三角符号，小三角符号内为理想运放，根据VIO和IIO的定义画出。

差分运算放大器基本知识

一．差分信号的特点： 图1 差分信号 1.差分信号是一对幅度相同，相位相反的信号。差分信号会以一个共模信号 V ocm 为中心，如图1所示。差分信号包含差模信号和公模信号两个部分， 差模与公模的定义分别为：Vdiff=(V out+-V out- )/2，Vocm=(V out+ +V out- )/2。 2.差分信号的摆幅是单端信号的两倍。如图1，绿色表示的是单端信号的摆 幅，而蓝色表示的是差分信号的摆幅。所以在同样电源电压供电条件下，使用差分信号增大了系统的动态范围。 3.差分信号可以抑制共模噪声，提高系统的信噪比。In a differential system, keeping the transport wires as close as possible to one another makes the noise coupled into the conductors appear as a common-mode voltage. Noise that is common to the power supplies will also appear as a common-mode voltage. Since the differential amplifier rejects common-mode voltages, the system is more immune to external noise. 4.差分信号可以抑制偶次谐波，提高系统的总谐波失真性能。 Differential systems provide increased immunity to external noise, reduced even-order harmonics, and twice the dynamic range when compared to signal-ended system. 二．分析差分放大器电路 图2.差分放大器电路分析图

单片机自动增益放大器

自动增益放大器 摘要：本系统有四个模块组成：程控放大器，峰值检测，液晶。程控放大器采用两片AD603接连组成，放大电压增益可达50dB，增益0.2v步进可调，电压增益误差不大于5%。放大器输出无明显失真。峰值测量采用真有效值采样芯片AD637先进行有效值采样，然后通过PCF8951进行AD采样，最后再转换成峰值，液晶采用LCD1602，系统以stc89c51单片机为控制核心，经测试验证，系统运行稳定，操作方便。 关键词：程控放大器，峰值检测，AD采样，单片机。 Abstract：This system has three modules: SPC amplifiers, peak detection, liquid crystal. By two AD603 program-controlled amplifier amplification voltage gain one, can gain 1db stepping 0.2v, adjustable, voltage gain error is not more than 5%. Amplifier output without obvious distortion. Measure true RMS peak by sampling AD637 chip on sampling, then PCF8951 through effective sampling, finally to AD convert peak, LCD USES lcd1602 management system with stc8951 SCM as control core and tested, the system runs stably, convenient operation. Key: SPC amplifier Peak detection AD sampling chip SCM 1. 方案的论证与比较 1.1 设计需求 1.1.1 基本要求 （1）放大器可以从信号发生器或音乐播放器输入音频信号（50Hz~10KHz）， 输出可以带200Ω负载或驱动8Ω喇叭（2~5W）。（20 分） （2）当输入信号幅度在10mV~5V 间变化时，放大器输出默认值保持在2V ±0.2V（有效值）内，波动越小越好。（30 分） （3）可以显示输入信号幅度和频率。（10 分） （4）能够在1V~3V 范围内步进式调节放大器输出幅度，步距0.2V。（15 分） （5）能够根据环境噪声调整自动调节放大器输出幅度。（15分） （6）其它发挥设计。（10 分） （7）设计报告。（20 分） 1.1.2 发挥部分

全差分运算放大器设计

全差分运算放大器设计 岳生生（200403020126） 一、设计指标 以上华0.6um CMOS 工艺设计一个全差分运算放大器，设计指标如下： ?直流增益：>80dB ?单位增益带宽：>50MHz ?负载电容：＝5pF ?相位裕量：>60度 ?增益裕量：>12dB ?差分压摆率：>200V/us ?共模电压：2.5V (VDD=5V) ?差分输入摆幅：>±4V 二、运放结构选择

运算放大器的结构重要有三种：（a ）简单两级运放，two-stage 。如图2所示；（b ）折叠共源共栅，folded-cascode 。如图3所示；（c ）共源共栅，telescopic 。如图1的前级所示。本次设计的运算放大器的设计指标要求差分输出幅度为±4V ，即输出端的所有NMOS 管的,DSAT N V 之和小于0.5V ，输出端的所有PMOS 管的,DSAT P V 之和也必须小于0.5V 。对于单级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该 要求，因此我们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的输入级，最后选择如图1所示的运放结构。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，我们用Miller 补偿或Cascode 补偿技术来进行零极点补偿。 三、性能指标分析 1、 差分直流增益 (Adm>80db) 该运算放大器存在两级：（1）、Cascode 级增大直流增益（M1-M8）;（2）、共源放大器（M9-M12） 第一级增益 1 3 5 11 1357 113 51 3 57 5 3 ()m m m o o o o o m m m m o o o o m m g g g g g g G A R r r r r g g r r r r =-=-=-+ 第二级增益 9 2 2 9112 9 9 11 ()m o o o m m o o g g G A R r r g g =-=-=- + 整个运算放大器的增益： 4 1 3 5 9 1 2 1 3 5 7 5 3 9 11 (80)10m m m m overall o o o o m m o o dB g g g g A A A g g g g r r r r = = ≥++ 2、 差分压摆率 （>200V/us ） 转换速率（slew rate ）是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。 定义转换速率SR ：

自动增益控制放大器

摘要 自动增益控制电路已广泛用于各种接收机、录音机和信号采集系统中，另外在光纤通信、微波通信、卫星通信等通信系统以及雷达、广播电视系统中也得到了广泛的应用。 本课题主要研究应用于音频放大的前级电压放大，因此设计的电路需容纳的频带范围应较宽，以至于使语音信号通过。由于语音信号的频带范围为300hz-3400hz,所以该电路所应设计的频带范围应在300hz-3400hz之间，并且电路应该实现增益的闭环调节，通过此电路可以实现增益的自动调整，以至于使音频信号强时自动减小放大器的倍数，信号弱时自动增大放大器的倍数，从而实现音量的自动调节。 本课题介绍了自动增益控制的概念原理以及对自动增益控制放大器各部分的工作原理，最后对系统的测试结果以及设计与实现中应该注意的问题也做了详细分析。 关键词：放大器；自动增益控制；电压跟随器；滤波器 目录 摘要 (1) 第1章引言 (4) 第2章自动增益控制 (4) 2. 1自动增益控制 (4) 2.1.1自动增益控制基本概念 (4) 2.1.2自动增益控制的原理 (5) 2. 2自动增益控制放大器 (5) 2. 3本课题的研究内容 (5) 第3章自动增益控制放大器的电路设计 (6) 3. 1方案选择 (6) 3. 2压随器工作原理 (8) 3. 3整流电路工作原理 (8) 3. 4滤波 (9) 3. 5增益控制工作原理 (9) 3. 6电路元器件选择 (10) 3.6.1运算放大器 (10) 3.6.2场效应管的选择 (11) 3.6.3其他元器件的选择 (11)

第4章放大器电路的调试及实验结果 (12) 4. 1放大器电路的调试 (12) 4. 2实验结果及存在问题 (12) 第5章总结 (14) 参考文献 (15) 附录 (15) 致谢 (16) 第1章引言 随着微电子技术、计算机网络技术和通信技术等行业的迅速发展，自动增益 控制电路越来越被人们熟知并且广泛的应用到各个领域当中。自动增益控制线路，简称AGC线路，A是AUTO（自动），G是GAIN（增益），C是CONTROL（控制）。它是输出限幅装置的一种，是利用线性放大和压缩放大的有效组合对输出信号进 行调整。当输入信号较弱时，线性放大电路工作，保证输出声信号的强度；当输 入信号强度达到一定程度时，启动压缩放大线路，使声输出幅度降低，满足了对 输入信号进行衰减的需要。也就是说，AGC功能可以通过改变输入输出压缩比例自 动控制增益的幅度，扩大了接收机的接收范围，它能够在输入信号幅度变化很大 的情况下，使输出信号幅度保持恒定或仅在较小范围内变化，不至于因为输入信 号太小而无法正常工作，也不至于因为输入信号太大而使接收机发生饱和或堵塞。在电路设计中，这种线路被大量的运用，从尖端的雷达技术到日常的广播电视系统，自动增益控制无疑很好的解决了各种技术中存在的信号强度问题。目前，实 现自动增益控制的手段有很多，在本文中，主要研究的是如何以放大器来实现自 动增益控制的目的，也就是自动增益控制放大器。 第2章自动增益控制 2. 1自动增益控制 2. 1. 1自动增益控制的基本概念 接收机的输出电平取决于输入信号电平和接收机的增益。由于各种原因，接 收机的输入信号变化范围往往很大，信号弱时可以是一微伏或几十微伏，信号强 时可达几百毫伏，最强信号和最弱信号相差可达几十分贝。这个变化范围称为接 收机的动态范围。 影响接收机输入信号的因素很多，例如：发射台功率的大小、接收机离发射 台距离的远近、信号在传播过程中传播条件的变化(如电离层和对流层的骚动、天

加法器及差分放大器项目实验报告

加法器及差分放大器项目实验报告 一、项目内容和要求 （一）、加法器 1、任务目的： （1）掌握运算放大器线性电路的设计方法； （2）理解运算放大器的工作原理； （3）掌握应用仿真软件对运算放大器进行仿真分析的方法。 2、任务内容： 2.1 设计一个反相加法器电路，技术指标如下： （1）电路指标 运算关系:)25(21i i O U U U +-=。 输入阻抗Ω≥Ω≥K R K R i i 5,521。 （2）设计条件 电源电压Ec=±5V ； 负载阻抗Ω=K R L 1.5 （3）测试项目 A ：输入信号V U V U i i 5.0,5.021±=±=，测试4种组合下的输出电压； B ：输入信号V KHz U V U i i 1.0,1,5.021为正弦波±=信号，测试两种输入组合情况下的输出电 压波形。 C ：输入信号V U i 01=，改变2i U 的幅度，测量该加法器的动态范围。 D ：输入信号V U i 01=，V U i 1,2为正弦波，改变正弦波的频率，从1kHz 逐渐增加，步长为 2kHz ，测量该加法器的幅频特性。 2.2 设计一个同相加法器电路，技术指标如下： （1）电路指标 运算关系：21i i O U U U +=。 （2）设计条件 电源电压Ec=±5V ； 负载阻抗Ω=K R L 1.5 （3）测试项目 A ：输入信号V U V U i i 1,121±=±=，测试4种组合下的输出电压； B ：输入信号V KHz U V U i i 1,1,121为正弦波±=信号，测试两种输入组合情况下的输出电压 波形。 （二）、差分放大器 1、任务目的： （1）掌握运算放大器线性电路的设计方法； （2）理解运算放大器的工作原理； （3）掌握应用仿真软件对运算放大器进行仿真分析的方法。 2、任务内容 2.1 设计一个基本运放差分放大器电路，技术指标如下： （1）电路指标 运算关系:)(521i i O U U U --=。 输入阻抗Ω≥Ω≥K R K R i i 5,521。 （2）设计条件

全差分套筒式运算放大器设计

全差分套筒式运算放大器设计 1、设计内容 本设计基于经典的全差分套筒式结构设计了一个高增益运算放大器，采用镜像电流源作为偏置。为了获得更大的输出摆幅及差模增益，电路采用了共模反馈及二级放大电路。 本设计所用到的器件均采用SMIC 0.18μm的工艺库。 2、设计要求及工艺参数 本设计要实现的各项指标和相关的工艺参数如表1和表2所示：

3、放大器设计 3.1 全差分套筒式放大器拓扑结构与实际电路 图1 全差分套筒式放大器拓扑结构 图2 最终电路图

3.2 设计过程 在图1中，Mb1和M9组成的恒流源为差放提供恒流源偏置，且M1，M2完全一样，即两管子所有参数均相同。Mb2、M7和M8构成了镜像电流源，M5、M6和M7、M8构成了共源共栅电流源，M1、M2、M3、M4构成了共源共栅结构，可以显著提高输出阻抗，提高放大倍数（把M3的输出阻抗提高至原来的（gm3 + gmb3）ro2倍。但同时降低了输出电压摆幅。为了提高摆幅，控制增益，在套筒式差分放大器输出端增加二级放大。 本设计中功率上限为10mW，可以给一级放大电路分配3mA的电流。设计要求摆幅为3V，所以图1中M1、M3、M5、M9的过驱动电压之和不大于1.8-3/2=0.3V。我们可以平均分配每个管子的过驱动电压。根据漏电计算流公式(1)（考虑沟道长度调制效应），可以计算出每个管子的宽长比。 I D=1 2μn C ox W L (V GS?V TH)2(1+λV DS)(1) 其中，C ox等于ε/t ox，μn和t ox可以从工艺库中查找。 4、仿真结果 经过调试优化之后的仿真结果如以下各图所示： 图3 增益及相位裕度 从图中可以看出，本设计的低频增益达到了74.25dB，达到了预期要求。3dB 带宽为35kHz左右，比较小，可见设计还有改进的余地。 当CL为2pF时，相位裕度： PM=180°+∠βH(ω)=180°?125.5°=54.5° 电源电压为1.8V时，输出摆幅如下图所示，达到了3V。

高速高增益运算放大器的设计及应用

2008 年 4 月 JOURNAL OF CIRCUITS AND SYSTEMS April， 2008 文章编号：1007-0249 (2008) 02-0031-05 高速高增益运算放大器的设计及应用* 朱颖，何乐年，严晓浪 （浙江大学超大规模集成电路设计研究所，浙江杭州 310027） ??ǖ本文设计了一种高速高增益放大器，该放大器通过增加全差分的共源共栅电路作为辅助放大器来提高运放增益，并采用频率补偿和钳位管相结合的技术改善运放的频响特性，使得运放在通频带范围内类似于单极点运放，大大减少了运放的转换时间。采用SMIC的0.35μm工艺模型进行仿真，结果表明，运放的直流增益达到110dB，带宽266MHz（负载电容C load=1pF），相位裕度55°，只需10ns即可达到0.1%的稳定精度，因而是一种有效的高速高精度运放的实现途径。 ???ǖ运算放大器；高增益；高速 ?????ǖTN401 ?????ǖA 1 引言 随着数模混和电路应用的发展，对模拟电路的速度和精度提出了越来越高的要求。模拟电路的速度和精度与运算放大器的性能有关，为了得到更快的速度和更高的精度，要求运算放大器具有更宽的单位增益带宽和更高的直流电压增益。 本文设计的运放用于光电鼠标芯片中的A/D变换的采样放大级。整体设计要求采样放大器的采样速率为12~40MHz，直流电压增益100dB。它的输入信号是CMOS图像传感器经双差分采样后的输出信号，幅度为±0.4V，经过开关电容电路构成的精确放大两倍的电路后，输出信号幅度为±0.8V。 以上是本文提出的对运放的速度和精度的要求。在通常的情况下，两级运算放大器在实现高精度的同时无法实现高速度[1]，共源共栅结构的运放在实现高速的同时无法实现高精度[1]。常规的高增益运算放大器可以实现很高的精度[1]，但是零极点对的存在严重影响了运放的稳定性和速度。为了同时满足速度和精度的要求，本文提出了一种改进的套筒型增益提高运算放大器，该运放采用频率补偿和钳位管相结合的技术改善运放的频响特性，减少运放的转换时间。另外为了达到加大输出摆幅的目的，还增加了一级增益接近于1的线性输入/输出特性电路。仿真表明，运放的直流增益达到110dB，带宽266MHz（负载电容C load=1pF），相位裕度55°，只需10ns即可达到0.1%的稳定精度，完全满足光电鼠标芯片采样放大级的要求。 2 电路结构 增益提高运算放大器使用折叠式共源共栅电路作为其辅助放大器，其实质就是通过反馈增加输出阻抗，从而达到增加增益的目的。增益提高放大器的常规电路图如图1(a)所示，改进电路图如图1(b)所示。常规的增益提高运算放大器的稳定性和转换时间常常受到零极点对的影响。如果零极点对所对应的频率小于闭环运放的主极点，需要的转换时间便大大延长。 为了加快转换时间，在辅助放大器的输出端增加了补偿电容，使得零点和极点尽可能地接近甚至对消。频率补偿后运放所表现的转换特性接近于单极点运放的转换特性，大大加快了运放的转换时间，具体将在3.1和3.2.1中论述。 对于折叠式共源共栅电路来说，针对其特点，在辅助放大器输出端增加了一对栅漏短接的NMOS 管，它们只在辅助放大器输出端的差值大于V th时导通，起钳位作用并加快了运放的转换速率。而且 * ????ǖ2005-01-25 ????：2005-07-03

自动增益控制(AGC)放大器..

自动增益控制放大器（AGC）设计 摘要：本设计以程控增益调整放大器AD603为核心，通过单片机MSP430控制各模块，实现电压增益连续可调，输出电压基本恒定。系统由5个模块组成：前级缓冲模块，电压增益调整模块，峰值检测模块，后级输出缓冲模块，控制与显示模块。将输入信号经前级缓冲电路输入给程控增益调整放大器AD603，将信号放大输出，通过峰值检测电路检测输出信号，并送给单片机AD采样，与理想输出信号数值进行比较，若有多偏差，则通过调整对AD603的增益控制电压，来调整放大倍数，从而实现输出信号的稳定。整个设计使用负反馈原理，实现了自动增益的控制。 关键字：AD603 MSP430 峰值检测自动增益控制 一、方案设计与论证 1.1整体方案 方案一：采用纯硬件电路实现，由AD603和运放构成的电压比较器和减法电路实现。把实际电压与理论电压的差值通过适当幅值和极性的处理，作为AD603的控制信号，从而实现放大倍数的自动调整，实现输出电压恒定。 优点：该方案理论简单，制作起来也相对容易，只有硬件电路。 缺点：理论低端，精度不够，没有创新，通用性不好。 方案二：采用AD603和单片机结合，通过单片机对输出信号AD采样并转化为数字量，与理论输出电压值进行比较，得到差值转换为控制电压，通过DA转化，对程控增益放大器AD603的放大倍数惊醒调整，从而实现输出电压的恒定。 优点：该方案控制精确，自动控制速度快，系统可移植性强，功能改变和增加容易，对后期改善和提升电路性能有益。 缺点：需要软硬件配合，系统稍复杂。 通过对两个方案的综合对比，我们选用方案二。 1.2控制模块 方案一：采用MCS-51。Intel公司的MCS-51的发展已经有比较长的时间，以其典型的结构、完善的总线、SFR的集中管理模式、位操作系统和面向控制功能的丰富的指令系统，为单片机的发展奠定了良好的基础，应用比较广泛，各种技术都比较成熟。 MCS-51优点是控制简单，二缺点也明显因为资源有限，功能实现有困难，而

差分放大器仿真

《电子技术计算机绘图基础》 设 计 报 告 题目：差分放大器仿真 学院：通信与信息工程学院 专业班级：电子信息工程 学号： 学生姓名： 指导教师：

差分放大器的仿真 一、设计描述 1、设计目的和任务 1).熟悉差分放大器的工程估算，掌握差分放大器静态工作点的调整与测试方法。 2).能够掌握差分放大器性能指标的测试方法。 3).能够掌握multisim 和protel 的基本用法，做出Multisim 仿真图、Protel 原理图、PCB 板，从而加深理解差分放大器的性能特点。 4).熟悉常用电子器件的类别、型号、规格、性能及其使用范围，能查阅有关的电子器件图书。 2、原理分析 （1）基本原理 差分放大器是一种特殊的直接耦合放大器，它能有效的抑制零点漂移；它的基本性能是放大差模信号、抑制共模信号；常用共模抑制比来表征差分放大器对共模信号的抑制能力；稳流电阻的增加可以提高共模抑制比；但稳流电阻不能太大，因此采用恒流源取代稳流电阻，从而进一步的提高共模抑制比。 （2）静态工作点的调整 实验电路通过调节电位器R p 使两个三极管的集电极电压相等来调节电路的对称性，完成电路的调零。 （3）静态工作点的测量 静态工作点的测量就是测出三极管各电极对地直流电压V BQ 、V EQ 、V CQ ，从而计算得到V CEQ 和V BEQ 。而测量直流电流时，通常采用间接测量法测量，即通过直流电压来换算得到直流电流。这样即可以避免更动电路，同时操作也简单。 EQ CQ CEQ V V V -= EQ BQ BEQ V V V -= e EQ EQ R V I = C CQ CC CQ )(R V V I -= （4）电压放大倍数的测量 差分放大器有差模和共模两种工作模式，因此电压放大倍数有差模电压放大倍数和共模电压放大倍数两种。 在差模工作模式下，差模输出端U od1是反相输出端，U od2是同相输出端，则差模电压放大倍数为： ud2 ud1ud A A A += ud2 i od2i od1ud1 A U U U U A -=- == 在共模工作模式下，共模输出端U oc1、U oc2均为反相输出端，则共模电压放大倍数为： uc2 uc1uc A A A -= uc2 i oc2i oc1uc1 A U U U U A == = 电路的共模抑制比K CMR 为：

基本放大器电路的讲解

运算放大器组成的电路五花八门，令人眼花瞭乱，是模拟电路中学习的重点。在分析它的工作原理时倘没有抓住核心，往往令人头大。为此本人特搜罗天下运放电路之应用，来个“庖丁解牛”，希望各位从事电路板维修的同行，看完后有所斩获。 遍观所有模拟电子技朮的书籍和课程，在介绍运算放大器电路的时候，无非是先给电路来个定性，比如这是一个同向放大器，然后去推导它的输出与输入的关系，然后得出Vo=(1+Rf)Vi，那是一个反向放大器，然后得出Vo=-Rf*Vi……最后学生往往得出这样一个印象：记住公式就可以了！如果我们将电路稍稍变换一下，他们就找不着北了！偶曾经面试过至少100个以上的大专以上学历的电子专业应聘者，结果能将我给出的运算放大器电路分析得一点不错的没有超过10个人！其它专业毕业的更是可想而知了。 今天，芯片级维修教各位战无不胜的两招，这两招在所有运放电路的教材里都写得明白，就是“虚短”和“虚断”，不过要把它运用得出神入化，就要有较深厚的功底了。 虚短和虚断的概念 由于运放的电压放大倍数很大，一般通用型运算放大器的开环电压放大倍数都在80 dB以上。而运放的输出电压是有限的，一般在 10 V～14 V。因此运放的差模输入电压不足1 mV，两输入端近似等电位，相当于 “短路”。开环电压放大倍数越大，两输入端的电位越接近相等。 “虚短”是指在分析运算放大器处于线性状态时，可把两输入端视为等电位，这一特性称为虚假短路，简称虚短。显然不能将两输入端真正短路。 由于运放的差模输入电阻很大，一般通用型运算放大器的输入电阻都在1MΩ以上。因此流入运放输入端的电流往往不足1 uA，远小于输入端外电路的电流。故 通常可把运放的两输入端视为开路，且输入电阻越大，两输入端越接近开路。“虚断”是指在分析运放处于线性状态时，可以把两输入端视为等效开路，这一特性 称为虚假开路，简称虚断。显然不能将两输入端真正断路。 在分析运放电路工作原理时，首先请各位暂时忘掉什么同向放大、反向放大，什么加法器、减法器，什么差动输入……暂时忘掉那些输入输出关系的公式……这些东东只会干扰你，让你更糊涂﹔也请各位暂时不要理会输入偏置电流、共模抑制比、失调电压等电路参数，这是设计者要考虑的事情。我们理解的就是理想放大器（其实在维修中和大多数设计过程中，把实际放大器当做理想放大器来分析也不会有问题）。 好了，让我们抓过两把“板斧”------“虚短”和“虚断”，开始“庖丁解牛”了。 (原文件名:1.jpg) 引用图片 图一运放的同向端接地=0V，反向端和同向端虚短，所以也是0V，反向输入端输入电阻很高，虚断，几乎没有电流注入和流出，那么R1和R2相当于是串联的，流过一个串联电路中的每一只组件的电流是相同的，即流过R1的电流和流过R2的电流是相同的。流过R1的电流I1 = (Vi - V-)/R1 ……a 流过R2的电流I2 = (V- - Vout)/R2 ……b V- = V+ = 0 ……c I1 = I2 …… d 求解上面的初中代数方程得Vout = (-R2/R1)*Vi 这就是传说中的反向放大器的输入输出关系式了。

全差分运算放大器设计

全差分运算放大器设计 岳生生（0126） 一、设计指标 以上华CMOS 工艺设计一个全差分运算放大器，设计指标如下： 直流增益：>80dB 单位增益带宽：>50MHz 负载电容：＝5pF 相位裕量：>60度 增益裕量：>12dB 差分压摆率：>200V/us 共模电压：(VDD=5V) 差分输入摆幅：>±4V 运放结构选择

运算放大器的结构重要有三种：（a ）简单两级运放，two-stage 。如图2所示；（b ）折叠共源共栅，folded-cascode 。如图3所示；（c ）共源共栅，telescopic 。如图1的前级所示。本次设计的运算放大器的设计指标要求差分输出幅度为±4V ，即输出端的所有NMOS 管的 ,DSAT N V 之和小于，输出端的所有PMOS 管的 ,DSAT P V 之和也必须小于。对于单 级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该要求，因此我们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的输入级，最后选择如图1所示的运放结构。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，我们用Miller 补偿或Cascode 补偿技术来进行零极点补偿。 性能指标分析 差分直流增益 (Adm>80db) 该运算放大器存在两级：（1）、Cascode 级增大直流增益（M1-M8）;（2）、共源放大器（M9-M12） 第一级增益 1 3 5 1 1 1 3 5 7 1 1 3 5 1 3 5 7 5 3 ()m m m o o o o o m m m m o o o o m m g g g g g g G A R r r r r g g r r r r =-=-=- +P 第二级增益9 2 2 9 11 2 9 9 11 ()m o o o m m o o g g G A R r r g g =-=-=-+P 整个运算放大器的增益： 4 1 3 5 9 1 2 1 3 5 7 5 3 9 11 (80)10m m m m overall o o o o m m o o dB g g g g A A A g g g g r r r r == ≥++ 差分压摆率 （>200V/us ） 转换速率（slew rate ）是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。 定义转换速率SR ： 1）、输入级： max 1max |2| Cc out DS C C d SR dt I v I C C = = = 单位增益带宽1m u C g C ω= ，可以得到 1m C u g C ω =

运算放大器的参数选择

运算放大器的参数选择

运算放大器的参数指标 1.开环电压增益Avd 开环电压增益（差模增益）为运算放大器处于开环状态下，对小于200Hz的交流输入信号的放大倍数，即输出电压与输入差模电压之比。它一般为104~106，因此它在电路分析时可以认为无穷大。 2.闭环增益A F 闭环增益是运算放大器闭环应用时的电压放大倍数，其大小与放大电路的形式有关，与放大器本身的参数几乎无关，只取决于输入电组和反馈电阻值的大小。 反相比例放大器，其增益为 A F=－ RF RI 3.共模增益Avc和共模抑制比 当两个输入端同时加上频率小于200Hz的电压信号Vic时，在理想情况下，其输出电压应为零。但由于实际上内部电路失配而输出电压不为

零。此时输出电压和输入电压之比成为共模增益Avc。 共模抑制比Kcmr= Avc Avd 共模增益 运算放大器的差模增益， 通常以对数关系表示：Kcmr=20log Avc Avd 共模增益 运算放大器的差模增益共模抑制比一般在80~120Db范围内，它是衡量放大器对共模信号抑制能力高低的重要指标。这不仅是因为许多应用电路中要求抑制输入信号中夹带的共模干扰，而且因为信号从同相端输入时，其两个输入端将出现较大的共模信号而产生较大的运算误差。 4.输入失调电压 在常温（25℃）下当输入电压为零时，其输出电压不为零。此时将其折算到输入端的电压称为输入失调电压。它一般为±（0.2~15）mV。 这就是说，要使放大器输出电压为零，就必须在输入端加上能抵消Vio的差值输入电压。5.输入偏置电流 在常温（25℃）下输入信号为零（两个输入端均接地）时，两个输入端的基极偏置电流的平均值称为输入偏置电流，即 I IB= 2 1( I IB -＋I IB+)

可控增益放大器的应用

2012年TI杯上海赛区竞赛题目 可控增益放大器 1、任务 基于乘法器型DAC或压控增益放大器设计一个可控增益放大器，并将其用于自动增益控制器中。 2、基本要求: 设计一个负载为1K欧姆的可控增益放大器，可控增益放大器的放大倍数从1至128倍可调；通过按键短按，控制步进为4倍循环（1，4，16，64，128，1，…）；（1）输入信号为频率为1KHz，200mVpp的正弦信号时，在所有增益条件下： a.增益精度高于1％； b.无明显波形失真； （2）输入一个1KHz，200mVpp的方波，在所有增益条件下， a. 输出方波没有形态失真（输出变为三角波/正弦波，或有寄生振荡频率）； b. 输出方波的过冲不超过5％； c. 输出方波的上升到90％的上升时间应小于80uS; （3）制作一个100mV的直流电平（用万用表测量），做为可控增益放大器的输入，在增益为128倍时： a. 用万用表测量得到的输出电压误差不超过1％； b. 用示波器测量得到的电压纹波不大于1％； 3、发挥要求: （1）基于基本部分的可控增益放大器，设计一个自动增益控制器。长按按键可进入（LED亮）或退出（LED灭）自动增益控制器功能，当向可控增益放大器输入1KHz，200mVpp－2Vpp间变化的正弦信号或其他波形信号时： a.输出波形稳定在0.5Vpp，幅度精度为1％；

b.频率和波形不变； c.响应时间小于1s；并尽可能提高响应速度； （2）将输入信号扩展为1KHz，20mVpp – 20Vpp间变化的正弦信号或其他波形信号时，完成自动增益控制功能： a.输出波形稳定在0.5Vpp，幅度精度为1％； b.频率和波形不变； c.响应时间小于1s；并尽可能提高响应速度； d.在自动增益控制模式下，通过按键短按，输出信号的幅度可以在 0.5Vpp，1Vpp和2Vpp间切换； （4）减少器件使用的数量，降低成本； 5、说明 所有放大器的供电由实验室台式电源提供，供电电压自由选择；MSP430和乘法器型DAC的供电电源由运放供电电压转换后获取，可利用Launchpad上的线性稳压器（测试时不得挂USB数据线），注意调试时可能和Launchpad 上的USB 供电冲突。