搜档网
当前位置:搜档网 › 第2代FS SA T IGBT可显着减少单端谐振逆变器总损耗

第2代FS SA T IGBT可显着减少单端谐振逆变器总损耗

第2代FS SA T IGBT可显着减少单端谐振逆变器总损耗
第2代FS SA T IGBT可显着减少单端谐振逆变器总损耗

第2代FS SA T IGBT可显着减少单端谐振逆变器总损耗

摘要:本文将介绍飞兆半导体的第2代1400V场截止Shorted Anode沟道(FS-SA T)IGBT(具有不同于一般IGBT的固有体二极管)在感应加热(IH)系统中的应用,并注重介绍它在单端(SE)谐振逆变器中的效率等特性。

关键字:I G B T, 飞兆半导体, 谐振逆变器

高压IGBT的性能显著提高。现今最常用的IGBT技术是场截止IGBT(FS IGBT)技术,它结合了PT(穿通)和NPT(非穿通)IGBT结构的优点,同时克服了两者的缺点。FS IGBT在导通状态时提供较低的饱和压降VCE(sat),在关断时刻提供较低的开关损失。但由于传统的IGBT不含有固有体二极管,所以大多数开关应用通常将其与额外FRD封装在一起。本文将介绍飞兆半导体的第2代1400V场截止Shorted Anode沟道(FS-SA T)IGBT(具有不同于一般IGBT的固有体二极管)在感应加热(IH)系统中的应用,并注重介绍它在单端(SE)谐振逆变器中的效率等特性。

场截止Shorted Anode沟道IGBT

虽然NPT(非穿通)I G B T通过在关闭转换期间减少少数载流子喷射量并提高复合率提高了关闭速度,但由于VCE(sat)较高而不适合某些高功率应用,因为n-漂移层必须轻掺杂,结果在关闭状态期间需要较厚的漂移层以维持电场,如图1(a)所示。n-漂移层的厚度是IGBT中饱和压降的主要因素。来源:大比特半导体器件网

图1:NPT IGBT(左)和场截止IGBT(右)。

通过在n-漂移层和p+集电极之间插入n掺杂场截止层,如图1(b)中所示,可减小n-漂移层的厚度。这是场截止概念,应用场截止概念的IGBT 称为场截止IGBT(FS IGBT)。在FS IGBT中,场截止层内的电场急剧减小,而在n-漂移层中会逐渐减小。因此,漂移层的厚度和饱和压降可显著降低。沟道栅结构也改善了饱和压降。此外,FS IGBT的场截止层在关断瞬间期间加快了多数载流子复合,因此其尾电流远远小于NPT或P T IGBT。这降低了开关损耗。来源:大比特半导体器件网

然而,传统FS IGBT由于p-、n-、n、p+结构而不包括类似PT和NPT IGBT的固有体二极管。因此对于大多数应用,应将它与其他FRD封装在一起。但最近兴起一个新的理念,即像MOSFET一样将体二极管嵌入到IGBT中。这称为Shorted Anode IGBT(SA IGBT)。图2显示了将Shorted Anode理念移植到场截止沟道IGBT的概念。Shorted Anode场截止沟道IGBT(FS SA T IGBT)的主要理念是将n+集电极间歇地插入到p+集电极层。在这种情况下,n+集电极直接接触场截止层并用作PN二极管的阴极,而p+集电极层用作FS T IGBT的通用集电极。来源:大比特半导体器件网

图2:场截止Shorted Anode沟道IGBT。

飞兆半导体最近开发出第2代FS SA T IGBT。采用非常先进的场截止技术,确保了1400V(BVCES)的击穿电压,而前一版本仅有1200V的BVCES,最高竞争产品仅有1350V的BVCES。新设备相比第1代设备,开关性能大幅改善,同时具有较高的VCE(sat)。此外,新设备具有较小的芯片尺寸,因此成本效益更高–新设备的芯片尺寸是以前的77%,是最佳竞争产品的86%。来源:大比特半导体器件网

表1中比较了关键参数。

表1:关键参数比较

实验结果

单端(SE)谐振逆变器是E类谐振逆变器,由于较低的成本结构和相对较高的效率而得到不断普及,尤其是在IH炉具和电饭锅应用中。SE谐振逆变器也是Shorted Anode IGBT概念非常适合的应用,因为反并联二极管的性能无关紧要,肃然它必须达到ZVS导通。为验证新1400V FS SA T IGBT

在SE谐振逆变器中的有效性,用IH炉具中的 1.8KW SE谐振逆变器进行了一个实验。来源:大比特半导体器件网

在图3和图4中分别说明了开关性能、关断和尾电流损失比较。结果显示,就关断瞬态而言,新设备稍逊于以前的设备和最佳竞争产品。FGA20S140P的关断能量(Eoff)为127uJ,而FGA20S120M为122uJ,最佳竞争产品为103uJ。然而,从尾电流损失角度看,新设备要比以前的设备以及最佳竞争产品优越很多。对于尾电流损失,FGA20S140P为396uJ,FGA20S120M为960uJ,最佳竞争产品为627uJ。结果是,新设备尽管具有稍慢的关断转换和较高的VCE(sat),但因为尾电流小得多,可显着减少总损耗。来源:大比特半导体器件网

图3:关断损耗比较。

图4:尾电流损耗比较。

图5:热性能比较。

图5显示了热性能比较结果。在最大功率 1.8kW下测量的壳体温度结果是:FGA20S140P为80.2℃,FGA20S120M为82.3℃,最佳竞争产品为80.5℃。虽然击穿电压200V相比以前的设备有所改善,高于最佳竞争产品50V,但芯片尺寸比其他产品小,所以新设备相比以前的设备以及最佳竞争产品显示出更好的热性能。来源:大比特半导体器件网

结论

已经出现一个新的场截止沟道IGBT概念FS SA T IGBT,其像MOSFET 一样嵌入了固有体二极管,并展示了其在感应加热应用单端谐振逆变器中的有效性。新设备具有稍高的VCE(sat)和稍慢的关断性能,但是其尾电流比最佳竞争产品以及以前的版本提高很多。新设备的尾电流损失是以前设备的41%,是最佳竞争产品的63%。因此,新设备的热性能略好于以前的设备以及最佳竞争产品。新设备的芯片尺寸也较小——其芯片尺寸是以前设备的77%,是竞争产品的86%,因此还可以提供更好的成本效益。来源:大比特半导体器件网

参考文献

[1] K-H Lee、K-H Oh、Y-C Kim和C M Yun,―An avalanche rugged NPT trench IGBT used in single-ended quasi resonant topology for induction

heating appl iance‖(用于感应加热设备单端准谐振拓扑的雪崩耐用NP T沟道IGBT),EPE.2005来源:大比特半导体器件网

[2] Laska, T.、Munzer, M.、P firsch, F.、Schaeffer, C.和Schmidt, T.,―The Field Stop IGBT (FS IGBT) A new power device concept with a great impro ve ment potential‖(场截止IGBT(FS IG BT) - 具有很大改进潜力的新功率设备概念),ISPSD.2000,第355 - 358来源:大比特半导体器件网

[3] Alessandria, A. 和Fragapane, L.,―A new top structure concept for a trench-gate emitter implant Field-Stop IGBT‖(沟道-栅极发射极植入场截止IGBT的新顶部结构概念),SPEEDAM 2010,第551 - 555页

[4] D. J. Kessler和M. K. Kazimierczuk,―Power losses and ef ficienc y of Class-E power a mplifier at an y duty ratio‖(E类功率放大器在任意占空比下的功耗和效率),IEEE会刊电路系统I,注册论文,第51卷,第9期,第1675–1689页,9月,2004.来源:大比特半导体器件网

[5] N-J P ark、D-Y Le e和D-S Hyun,―Study on the new control s cheme of class-E inverter for IH-jar application with clampe d voltage characteristic s using pulse frequency modulation‖(具有箝位电压特性的E类逆变器在感应加热锅应用中使用脉冲频率调制的新型控制机制研究),《Electric P ower Applications》,IET第1卷,第3期,第433 - 438来源:大比特半导体器件网

[6]D-Y Lee和D-S Hyun,―A new hybrid control scheme using active-cla mped class-E inverter wi th induction heating jar for high power applications‖(在高功率应用感应加热锅中使用有源箝位E类逆变器的新型混合控制机制),《J ournal of P ower Electronics》,第2卷,第2期,第104-111页,2002年4月

电动汽车逆变器功率损耗计算

电动汽车逆变器功率损耗计算 【摘要】针对目前电动汽车电机驱动系统中广泛使用的逆变器,提出一种在不同功率因数角范围内的逆变器中绝缘栅双极型晶体管(IGBT)和续流二级管的导通功率损耗的计算方法。该文是对论文[1]中提出的计算公式的补充,能更精确的计算IGBT以及续流二极管上功率的损失。该方法是基于目前电机控制中普遍运用的空间电压矢量调制(SVPWM)7段式的方法计算得出的,最终推导出了在不同的功率因数角范围内逆变器中IGBT和续流二级管上的导通功率损耗的计算表达式。本文给出的计算表达式可以为设计合适的散热装置提供一定的数学理论基础。 【关键词】逆变器;IGBT;续流二级管;空间电压矢量调制;功率因数角 1.前言 在逆变器中,其功率损耗主要出现在绝缘栅双极型晶体管(IGBT)和续流二级管上。IGBT具有驱动功率低,工作频率高,通态电流大和通态电阻小等优点,已成为当前电力电子装置中的主导器件,因此也成为学者研究的热点。当前,对IGBT/DIODE功率损耗研究的方法主要分为基于物理结构的损耗模型和基于数学方法的损耗模型。通过物理结构计算IGBT功率损耗时,需要通过分析IGBT/DIODE的物理结构和内部载流子的工作情况,采用电容,电阻,电感,电流源,电压源等一些相对简单的元件模拟出IGBT/DIODE的特性。这种损耗模型的准确程度取决于器件物理模型的准确程度,因此实现起来非常困难。相反,通过数学模型的IGBT/DIODE功率损耗模型则是利用相关实验数据,推导出电流,电压与IGBT自身参数之间的数学关系,该方法易于实现且通用较强。在已有的论文中,也有类似的功率损耗计算,但表达式不够精准,且没有在常见的功率因数角范围内分段推导得出。本文推导了SVPWM 7段调制情况下,在不同的功率因数角范围内,逆变器中IGBT和续流二级管的导通功率损耗公式。 2.逆变器的功率损耗模型 逆变器的功率损耗主要集中在IGBT和续流二极管上。而这二者的大小主要取决IGBT的开关次数和导通电流的大小,逆变器与永磁同步电机的拓扑结构如图1所示: 图1 逆变器与永磁同步电机拓扑结构 在如图1的结构中,每个周期内6个IGBT开关按照SVPWM 7段式调制顺序依次开关,在一个PWM周期内,每个IGBT和每个续流二级管导通时间相等,因此在一个PWM周期内,每个IGBT/DIODE的导通功率是相等的,在计算中仅需计算一个IGBT/DIODE导通功率,总功率损耗等于6个IGBT的导通功率损耗加上6个续流二极管的导通功率损耗。

串联谐振单相全桥逆变电路的设计

本次课程设计的主要目的是设计一个输出电压可调的串联谐振单向全桥逆变电路,然后可以用于对工件的感应加热、感应加热电源等方面。 本次设计的单相全桥逆变电路由四只晶闸管构成,将直流电压Ud 逆变为中频方波电压,并将它加到负载电路。负载电路是由感应线圈和补偿电容组成的串联振荡电路,对工件进行感应加热,通过电感的电流接近正弦波形。而晶闸管的导通,则由TCA785组成的触发电路产生的触发脉冲来触发其导通。通过移相方式来调节主电路输出电压脉冲的宽度。由于晶闸管逆变装置在逆变过程中会产生过电压、过电流,故又对单相交流调压电路设计了一套保护电路。 在进行主电路的设计时,根据主电路的输入、输出参数来确定各个电力电子器件的参数,并进行器件的选择,以使设计的主电路能够达到要求的技术指标,并完成相应的功能。 关键词:单相全桥逆变电路、晶闸管、触发电路、保护电路、电压累加

1引言 (1) 1.1问题的提出 (1) 1.2技术指标和设计要求 (1) 1.2.1 技术指标 (1) 1.2.2 设计要求 (1) 2串联谐振单相全桥逆变电路的设计 (1) 2.1主电路及其工作原理 (1) 2.2串联谐振逆变电路的电压累加 (3) 3主电路电力电子器件参数的计算 (6) 3.1主电路电阻、电容、电感的取值 (6) 3.2晶闸管额定值的计算 (7) 4触发电路的设计 (8) 5保护电路的设计 (10) 5.1过电压保护 (10) 5.1过电流保护 (10) 6总结 (11) 7心得体会 (11) 参考文献 (12)

1引言 1.1 问题的提出 随着工厂对工件加热设备的温度控制精度不断提高,普通的加热设备已经不能满足要求。因此,就需要对设备的加热原理进行改进。本次设计的串联谐振单相全桥逆变电路的负载电路是由感应线圈和补偿电容组成的串联振荡电路,对工件进行感应加热,其功能与一般的单相全桥逆变电路有所不同,而且它的触发电路与其他电路的触发电路相比起来,有更优良的性能,达到对晶闸管通断的更好控制。 1.2 技术指标和设计要求 1.2.1 技术指标 (1) 输入参数:三相交流电压A u 、B u 、C u (2) 输出参数:交流电压o u 1.2.2 设计要求 串联谐振单相全桥逆变电路的设计 晶闸管额定电压、电流表达式的推导 触发电路的设计 保护电路的设计 绘制主电路、触发电路和保护电路的电路图 2串联谐振单相全桥逆变电路的设计 2.1主电路及其工作原理 串联补偿逆变电路的结构如图1所示。 它由三相晶闸管全控整流桥、平波电感d L 、滤波电容d C 、单相全控桥式逆变电路、续流二极管、串联谐振逆变器负载构成。 三相晶闸管全控整流桥将正弦的工频交流电整流成脉动的直流电d U ,可通过调节直流电压d U 来调节负载电流。平波电感d L 在此起切断直流通路的作用。

解析组串逆变器谐振脱网现象

随着电站规模不断增大,每个电站中所使用的逆变器数量也随着增加,尤其是如果在大电站选用组串式方案,逆变器数量成十几倍增加,且部分并网点远离发电厂及负荷区,导致谐振的风险增加。”电站一旦脱网,给我们造成的经济损失非常大,直接影响了我们的投资收益,我担心会再次发生脱网”,电站运维工程师如是说。 1 担心的事情还是发生了 光伏发电规模日益增大,大型地面光伏电站单体容量也越来越大。在设计大型地面光伏系统时,目前业内较为成熟的方法是采用单机容量为500KW及以上的集中式逆变器解决方案,该方案技术成熟,运行稳定。近两年来,部分厂家推荐业主在大型地面光伏电站中使用组串式逆变器,导致并网点下逆变器的数量成十几倍的增加。以一个100MW大型地面光伏电站为例,使用业内成熟的集中式方案,逆变器数量为200台,若使用30KW的组串式方案,逆变器数量则高达3400多台!随着逆变器台数不断增多,且部分并网点远离发电厂及负荷区,导致谐振的风险增加。 我国西北某个百MW级大型地面光伏电站,使用了组串式逆变器解决方案,现场出现了由于并联谐振导致的电站大面积脱网现象,给业主造成了近千万的经济损失。此事件再次引发业内广泛关注,对组串逆变器大面积组网产生的并联谐振风险表示担忧。 那么什么是谐振,谐振又是如何导致系统脱网的呢?接下来,笔者将带领大家,从技术的角度,对组串逆变器在大型光伏电站出现的并联谐振现象进行分析,探寻电站里的“影子杀手”。通过这番探寻,让你深刻体会到“影子杀手”的威力,也让你知道如何规避这一“影子杀手”的危害。 2 并联谐振是什么及其危害 大家应该都听说过这样一个故事: 18世纪中叶,法国昂热市一座102米长的大桥上有一队士兵经过,当他们在指挥官的口令下迈着整齐的步伐过桥时,桥梁突然断裂,造成226名官兵和行人丧生,类似的事件还发生在俄国和美国等地。 究其原因,是士兵过桥时,引起了桥的共振。任何物体都有一个固有频率,其固有频率是由物体的密度、外形等物理因素决定的,而施加外力使物体振动的频率叫策动频率,当策动频率等于物体的固有频率时,物体便产生共振,此时振幅达到最大。图2为大桥的频率响应曲线,横坐标代表激励源频率的变化,纵坐标代表在此频率下,外界激励造成的大桥产生的振幅。图中可见,大桥的频率响应曲线存在一个最高点,当外界激励源(士兵通过大桥产生的振动)的振动频率恰好落在大桥的固有频率f0点时,大桥的振幅达到最大。同时由于步伐一致,多个士兵产生的同方向的振动力直接累加,当士兵的数量达到一定程度时,累加的振动力超过了的大桥的承受能力,导致大桥断裂。 可见,大桥共振倒塌主要由外部和内部两个关键因素决定,外部因素包括士兵的数量,和士兵过桥时步伐的方式。如果士兵的数量少,无论以什么方式通过大桥,也不会导致大桥倒塌,当士兵多到一定数量的时候,通过的方式就起到了决定性的作用。内部因素主要是桥的结构及桥的质量,即桥能承受的最大振幅,坚固的桥可以承受的振幅大,不容易出现倒塌,脆弱的桥则可能很少的士兵就可以使其倒塌。 对于一个桥而言,内部因素改变相对较难,外部因素则相对容易改变。例如通过改变一次通过大桥士兵的数量(分批过桥)或将整齐的步伐改成走便步,即改变并分散士兵过桥产生的振动频率,使其偏离大桥的固有频率,比如改变振动的频率到图2中的f1处,则同样的外界振动力,引起大桥产生的振幅将大幅减小,有效避免了大桥坍塌的风险。目前各国对大队士兵过桥改成走便步的规定正式基于这个考虑。 光伏电站的组串式逆变器产生谐振的现象与大桥共振的现象十分相似。如果把逆变器比作士兵,大桥比作电网,当并联的逆变器多到一定数量的时候,在某个频率点产生共振,即会导致“大桥倒塌“,即脱网。而且谐振的风险与电网的强弱也有直接关系,对于一些线路较长,处于远端位置的电网环境,则更容易产生谐振脱网现象。然而,士兵过桥可以通过简单的改变过桥的人数或步伐有效的解决,逆变器的并联谐振由于影响因素多,且具有一定的不确定性,却远不是那么容易解决的问题。 3 引起并联谐振内在原因是什么 引起逆变器并联谐振的原因有很多,如逆变器控制技术、逆变器的电路结构及参数选择等,学术界也有很多类似的研究。但最根本的原因是随着并联数量的不断增加,逆变器阻抗不断降低并与电网阻抗不匹配造成的。 组串式逆变器组网的典型光伏系统结构如图3(a)所示,由电路的基本原理可将系统等效为图3(b)所示的电路,并最终可建立图3(c)所示的阻抗模型。图中ZL为每台逆变器阻抗,ZT为每个单元升压变阻抗,Z0为所有并网逆变器输出阻抗ZL和ZT的合成值,由于变压器阻抗ZT基本稳定,因此Z0主要受逆变器阻抗ZL影响。K1--KN为每个方阵单元输出开关、K为并网点开关,Zg为从PCC点往电网侧看的电网等效阻抗。 由电路理论和控制系统基本原理可知,对上图所示的系统,其稳定性取决于Z0与Zg的比值。理想情况下,逆变器侧阻抗Z0很大,电网阻抗Zg很小,二者比值大,系统工作稳定。反之,当Z0/Zg变小时,系统稳定性变差,即出现谐振现象,即某个频次下的谐波幅值

光伏并网逆变器控制方法研究(小论文)

光伏并网逆变器控制方法研究 【摘要】本文以3KW的家用型光伏并网发电系统为例,对光伏并网发电系统的核心——并网逆变器,进行控制策略的研究。在MATLAB/SIMULIINK环境下建立光伏并网发电系统的数学模型,并选用电流滞环比较控制、无差拍控制、数字PID控制进行仿真研究。仿真结果表明,三种控制策略都能得到符合并网要求的输出电流,其中无差拍控制得到的电流波形最佳。 【关键词】光伏并网,最大功率点跟踪,逆变控制,MA TLAB 1绪论 自世界上第一座光伏电站建立以来的40多年间,光伏发电产业的发展非常迅速。截至2014年,全球的光伏装机总容量超过了160GW,我国的光伏装机总量也达到了28GW。不过,在我国光伏产业发展迅速的背后,隐藏着光伏并网率低的问题。针对这一问题,本文以3KW光伏并网发电系统为例,对并网逆变器的控制方法进行研究。同时,对传统的逆变控制方法进行改进,以获得更好的逆变效果。 2光伏并网发电系统的组成 如图2.1所示,本文采用的是双级式的单相光伏并网发电系统。整个系统由光伏电池、DC/DC变换环节、DC/AC逆变环节和滤波器组成。光伏电池输出的电能进入DC/DC变换环节进行升压,同时实现最大功率点跟踪;稳定的直流电压由DC/AC逆变成交流电流,经过LC滤波器后并入电网。 Grid 图2.1 双级式单相光伏并网发电系统 3MPPT算法 最大功率点跟踪(MPPT)是指在温度、光照发生变化时,系统仍能使光伏电池的保持最大功率输出。目前,常用的MPPT控制算法有恒定电压法、电导增量法、扰动观察法[1-2]和模糊控制[3]等。 本文采用的MPPT算法是一种改进的电导增量法,电导增量法的控制原理是:通过比较光伏阵列的瞬时导抗与导抗变化量的方法来实现对最大功率的跟踪;理论依据是光伏电池 dP dU=,的P-V特性曲线是一条单峰的曲线,在最大功率点处功率对电压导数为0,即/0 dP dU的符号来确定增大或减小电压。这种判断方法需要多判断一次dU的符通过判断/ ?作为判断式,避免了分母为0的情况,号,增加了工作量。针对此问题,本文以dP dU 简化了控制过程,使算法更为简单。算法的仿真模型如图3.1所示。

35.100KW储能逆变器损耗计算及热仿真

()()() ?=πτπ0C CE ss **21P dt t t i t v () t i r V v C CE CE CE *0+= 第一章 IGBT FF450R12ME4功率损耗计算 一个 IGBT 模块包括一个 IGBT 和一个并联二极管, IGBT 的损耗包括通态损耗和开关损耗,二极管的损耗包括通态损耗和关断损耗,本文分别对这四种损耗给出了计算公式并作了推导,然后再根据实际的实验所得的电流、电压相关参数以及IGBTFF450R12ME4技术参数计算出了该型号IGBT 的功率损耗。 1.IGBT 本身损耗计算 1.1单个IGBT 通态损耗 因为单个 IGBT 模块只负责正半周波(或负半周波)电流流过,所以单个 IGBT 的通态损耗为: (1) 式中:CE v ——端电压,C i ——电流, ()t τ ——占空比。 CE v 与C i 是非线性关系, 这正是 IGBT 损耗难以精确计算的根源之一。 CE v 与C i 的典型曲线如图1所示,将与之间的关系用直线近似,则: (2) 式 中 : 0CE V ——门槛电压; CE r ——IGBT 通态等效电阻,可通过厂家提供的CE v 与C i 的曲线 获得。

图1 CE v 与C i 的典型曲线图

()() 2 sin M 1t ?ωτ++=t ()() t I t i CP C ωsin =()()?ω+=t V t v P CE sin 20**3cos 8 1**8cos 21CP CE CP CE ss I r M I V M P ??? ??++??? ??+=π??πΩ== 0025.0450 13 .1CE r A 192=CP I V 75.00=CE V 1 cos =?2 192 0025.014.33866.08119275.08866.014.321???? ? ???++????? ??+?=ss P 占空比如下式所示: (3) 式中: M ——调制比; ?——电压电流相位差。 设电流的时域表达式为: (4) 式中: CP I ——电流峰值; 则电压的时域表达式为: (5) 式中: P V ——电压峰值; 将(2)、(3)、(4)、(5)式依次代入(1)式,可得单个IGBT 的通态损耗公式 为: (6) 根据FF450R12ME4数据手册以及实验平台所需的数据如下: M=0.866 故,单个IGBT 的通态损耗为: W 5.5899.1948.38=+=ss P 1.2.单个IGBT 开关损耗 设开关频率为SW f ,则半个周期单个IGBT 模块要开通关断各SW f 次,故单个

中频串联谐振电源原理

中频串联谐振电源原理 串联谐振逆变器也称电压型逆变器,其中频串联谐振电源原理图如图2.2所示。串联谐振型逆变器的输出电压为近似方波,由于电路工作在谐振频率附近,使振荡电路对于基波具有最小阻抗,所以负载电流近似正弦波同时,为避免逆变器上、下桥臂间的直通,换流必须遵循先关断后导通的原则,在关断与导通间必须留有足够的死区时间。 图2.2 串联逆变器结构 图2.3负载输出波形 当串联谐振逆变器在低端失谐时(容性负载),它的波形见图2.3(a)。工作在容性负载状态时,输出电流的相位超前于电压相位,因此在负载电压仍为正时,电流先过零,上、下桥臂间的换流则从上(下)桥臂的二极管换至下(上)桥臂的

MOSFET。由于MOSFET寄生的反并联二极管具有慢的反向恢复特性,使得在换流时会产生较大的反向恢复电流,而使器件产生较大的开关损耗,而且在二极管反向恢复电流迅速下降至零时,会在与MOSFET串联的寄生电感中产生大的感生电势,而使MOSFET受到很高电压尖峰的冲击当串联谐振型逆变器在高端失谐状态时(感性负载),它的工作波形见图2.3(b)。工作在感性负载状态时,输出电流的相位滞后于电压相位,其换流过程是这样进行的,当上(下)桥臂的MOSFET关断后,负载电流换至下(上)桥臂的反并联的二极管中,在滞后一个死区时间后,下(上)桥臂的MOSFET加上开通脉冲等待电流自然过零后从二极管换至同桥臂的MOSFET.由与MOSFET中的电流是从零开始上升的,因而基本实现了零电流开通,其开关损耗很小。 另一方面,MOSFET关断时电流尚末过零,此时仍存在一定的关断损耗,但是由于MOSFET关断时间很短,预留的死区不长,并且因死区而必须的功率因数角并不大,所以适当地控制逆变器的工作频率,使之略高于负载电路的谐振频率,就可以使上(下)桥臂的MOSFET向下(上)桥臂的反并联的二极管换流其瞬间电流也是很小的,即MOSFET关断和反并联二极管开通是在小电流下发生的,这样也限制了器件的关断损耗。上述分析可知,串联谐振型逆变器在适当的工作方式下,开关损耗很小因而,可以工作在较高的工作频率下这也是串联谐振型逆变器在半导体高频感应加热电源中受到更多重视的主要原因. 中频串联谐振电源电路的功率调节原理 电源工作在开关频率大于谐振频率状态,负载呈感性,负载电流滞后于输出电压r角。所以在高频条件下输出功率表达式为:

并联谐振逆变电源的电路设计

并联谐振逆变电源的电路设计 本文提出了一种应用于感应加热的并联谐振逆变电源设计方案,针对其主电路、斩波电路及逆变器控制电路等进行了分析和设计。 电路构成及设计 电源的系统框图为图1所示,三相交流电压通过不控整流及滤波电路后转换为直流电压,该电压被送到直流斩波器进行斩波调节,变为功率可调节的近似恒流源后输入逆变器,之后控制感应加热负载。直流斩波控制部分则通过传感器检测斩波输出的电流信号,经PI调节器,控制PWM的输出脉宽,从而改变斩波输出电流的大小,实现闭环控制。逆变器控制部分采用锁相环频率跟踪电路控制逆变器的工作频率,产生高频触发脉冲,驱动逆变电路中功率器件的通断。 主电路 1、并联谐振逆变电源的主电路由三相不控整流桥、直流斩波器、电流源并联谐振逆变器和负载匹配电路四部分组成(图2)。 这里采用不控整流加斩波构成直流电流源,主要是考虑到其具有保护速度快以及高频斩波带来的滤波器尺寸小等优点。斩波器和逆变器中的主功率器件(VT与VT1、VT2、VT3、VT4)均采用IGBT管。逆变器桥臂的每一个IGBT上均串联一个二极管,通过IGBT的正向电流也将全部通过串联二极管,这就要求串联二极管能够通过很大的正向电压和承受很高的反向电压,因此VD1~VD4选用的是快速恢复二级管。逆变器通过半导体开关有规律地切换,在负载侧得到一定频率的交流电流,其频率由开关的动作频率决定,由于是电流源供电,逆变器输出电流近似为方波,负载对基波分量呈高阻,压降较大,而三次及三次以上谐波产生的压降较小,可近似认输出电压(即电容C两端电压)为正弦波。

2、PWM斩波控制 斩波的实现是通过控制IGBT(图2中VT管)的导通来控制电流的大小,从而间接控制功率。在稳态运行过程中,为实时了解负载的变化,需从谐振回路中反馈电流的变化,通过与基准值比较获得占空比的大小。图1系统框图中的电流检测可选用霍尔电流传感器,检测逆变器直流母线输入电流的大小。控制电路采用PI调节器,由运放与电阻、电容等元件构成,可将检测电流与设定电流比较,只要反馈和设定有偏差,就可通过调节,使反馈向设定值逼近直至等于设定值,从而实现无差调节,提高系统稳定性。PWM脉宽控制选用TL494,它是一种应用广泛的PWM控制芯片,具有抗干扰能力强、结构简单、可靠性高以及价格便宜等特点。在本设计中具体电路如图3所示:输入(即PI调节输出)自1脚引入,引脚13接低电平,PWM脉冲信号从8脚输出,经驱动模块放大后触发斩波器元件IG-BT的导通。 3、逆变器触发控制 并联谐振逆变器的触发控制中,为避免大电感Ld上产生大的感应电势,电流必须是连续的,因此要保证逆变器在换流时,VT1、VT3和VT2、VT4两组桥臂应遵循先开通后关断的原则,即要求两组桥臂的触发脉冲有重叠区,这点与串联谐振逆变器有较大不同。图4是逆变器触发脉冲的波形。 加热工件在加热过程中会引起谐振频率的变化,为使逆变器可靠工作,逆变器需要始终工作在功率因数接近或等于1的准谐振或谐振状态,以实现逆变器件的零电压换流。图5显示了逆变器触发控制电路的构成。对逆变电源的负载正弦电压采作为锁相环PLL的输入参考电压。考样、过零比较,得到U1(t),虑到触发,驱动电路和开关器件的延时等情况,在PLL内部加入了相位补偿电路,构成无相差锁相环电路。锁相环的输出电由U2(t)产生的Ⅰ、Ⅱ两路压U2(t)与输入U1(t)可实现零相位差,驱动输出即可实现图4中逆变器VT1~VT4的触发脉冲波形。

光伏并网逆变器的研究概要

光伏并网逆变器的研究 【中文摘要】针对全球范围内能源紧张的局面,开发利用太阳能越来越受到重视。太阳能光伏并网发电是太阳能利用的主要形式,具有广阔的发展远景。本文就是在此背景下,对太阳能并网发电系统的核心器件并网逆变器进行重点研究。为此,论文主要对逆变器的电路拓扑结构、最大功率点跟踪、并网控制方案以及在并网过程中的反孤岛技术进行了分析研究。首先,简述了国内外光伏发电的现状和发展趋势,根据单相光伏并网发电系统的特点,本文选择了合适的主电路拓扑结构,该结构没有变压器,具有体积小、本钱低、控制方案易实现等优点。其次,通过比较分析目前太阳能电池进行最大功率跟踪的各种传统方法,运用了一种基于改进型Fibonacci线性搜索的最大功率跟踪算法。理论上证实了通过调节DC/DC升压电路的占空比可以改变太阳能电池的输出功率,以使太阳能电池工作于最大输出功率点上。本文阐述了添加反孤岛效应保护的必要性,通过对反孤岛效应的主动和被动检测方法的对比,最后采用了周期性扰动AFDPF检测方法并对其进行仿真验证。最后,本文对光伏并网逆变器的控制方案进行了分析,采用了基于SPWM的电流输出控制算法,该方法具有开关频率固定、物理意义清楚、实现方便等优点,通过MATLAB进行了仿真,结果表明了该方案的有效性和可行性。'); 【Abstract】 For the strenuous energy sources currently in the global scope,exploiting and utilizing the solar energy is paid more attention by many people than before. Photovoltaic(PV) generation,one important method of using solar energy,is very promising.Under this background,the dissertation deeply researches the PV grid-connected inverter,which is the hard core of the system.The *** analyzed the topology of the inverter,maximum power point tracing(MPPT),the control method of the inverter and the technology of grid-connected such as anti-island.Firstly,it briefly introduces the present situation and the development prospects of Photovoltaic generating at home and abroad.Based on the character of single-phase PV grid-connected system,the *** expatiated a suitable topological construction,which doesn\'t use the transformer with features which the small size, low cost and easy control strategy and so on.Secondly,by comparing many different traditional methods,this *** finds a new way to use a new Fibonacci search algorithm to realize the maximum power point tracking(MPPT).In this thesis,it is demonstrated theoretically that the maximum power-output can be matched by adjusting the duty ratio of the DC/DC circuit.This *** presents the needed of anti-islanding effect,analyses the active and passive detecting methods separately,then verifies the validity of the active frequency drift with periodical disturbance and positive feedback method.Finally,several popular control methods of inverter are simply analyzed.Based on SPWM,the scheme of current control have

光伏电站设备损耗分析

光伏电站设备损耗分析 ——保障电站高效发电 目前,我国光伏产业已进入规模化发展阶段,越来越多的光伏电站进入长达25年的运营期。运营期间发电水平是影响电站经济效益的关键因素,因此如何保障光伏电站高效发电成为运营商面临的首要问题。而解决该问题前,首先需进行光伏电站设备损耗分析,明白电站损耗发生在哪里。 以光伏方阵吸收损耗和逆变器损耗为主的电站损耗 光伏电站出力除受资源因素影响外,还受电站生产运行设备损耗的影响,电站设备损耗越大,发电量越小。光伏电站设备损耗主要包括四类:光伏方阵吸收损耗、逆变器损耗、集电线路及箱变损耗、升压站损耗等。 (1)光伏方阵吸收损耗是从光伏方阵经过汇流箱到逆变器直流输入端之间的电量损耗,包括光伏组件设备故障损耗、遮挡损耗、角度损耗、直流电缆损耗以及汇流箱支路损耗; (2)逆变器损耗是指逆变器直流转交流所引起的电量损耗,包括逆变器转换效率损耗和MPPT最大功率跟踪能力损耗;

(3)集电线路及箱变损耗是从逆变器交流输入端经过箱变到各支路电表之间的电量损耗,包括逆变器出线损耗、箱变变换损耗和厂内线路损耗; (4)升压站损耗是从各支路电表经过升压站到关口表之间的损耗,包括主变损耗、站用变损耗、母线损耗及其他站内线路损耗。 经过对综合效率在65%~75%、装机容量分别为20MW、30MW 和50MW的三个光伏电站10月份数据进行分析,结果显示光伏方阵吸收损耗和逆变器损耗是影响电站出力的主要因素,其中光伏方阵吸收损耗最大,占比约20~30%,逆变器损耗次之,约占2~4%,而集电线路及箱变损耗和升压站损耗相对较小,总共约占2%左右。 进一步分析上述30MW的光伏电站,其建设投资约4亿元左右,该电站在10月份损耗电量为274.66万kW?h,占理论发电量的34.8%,如果按一度电1.0元计算,10月份共损失411.99万元,对电站经济效益影响巨大。 如何降低光伏电站损耗,提高发电量 光伏电站设备的四类损耗中,集电线路及箱变损耗和升压站损耗通常与设备自身性能关系密切,损耗比较稳定。但如果设备发生故障,将会引起较大的电量损失,因此要保证

谐振型逆变器原理分析

谐振型逆变器原理分析 【摘要】本文以固态高频感应加热电源中的谐振型逆变器为主要研究对象,分析了经典H桥型串联谐振逆变电路和并联逆变电路的结构特点及工作状态。 【关键词】功率MOSFET;串联谐振;并联谐振 所谓“逆变”是相对整流而言的,把直流电能转变为所需频率的交流电能,就是逆变。逆变器的电路型式繁多,分类方法不一。如按照输出相数,可分为单相、三相和多相;按电路结构,可分为全桥、半桥和非桥式等。 下面将具体介绍串联谐振式电压型逆变器和并联谐振式电流型逆变器的拓扑结构、工作原理、谐振槽路等特征。 1.串联谐振式电压型逆变器结构 1.1串联谐振式电压型逆变器的拓扑 串联谐振式电压型逆变器的基本电路如图1-1所示,以负载线圈(L和R)和功率因数补偿电容器C串联后作为逆变桥的负载,这种利用负载电路串联谐振的原理工作的逆变器,称为串联谐振式电压型逆变器。此种逆变器负载电流波形为近似正弦波。 1.2串联谐振式电压型逆变器的工作原理 串联谐振逆变器的负载为串联谐振负载,通常需电压源供电。交替开通和关断逆变器上的全控器件就可以在逆变器的输出端获得交变的方波电压,其电压幅值取决于逆变器的输入端电压值,频率取决于器件的开关频率。 逆变桥包括由4个功率MOSFET和与其反并联的快速二极管组成的四个桥臂,其工作时,轮流触发V1,3和V2,4,使负载得到高频电流。 1.3串联谐振式电压型逆变器的谐振槽路分析 串联逆变器的负载电路即为串联谐振电路,它由电容器C、电感L和电阻R 串联组成。谐振时,串联电路各参数关系如下: 谐振频率f= 谐振时等效阻抗R=Z=R 串联电路电流I=I= 电感L上电压U=jωLI=jωL=jQU 电容器C上电压U=×=-jQU 特征阻抗X=X=X=ωL=L=或X=QR 负载有效功率P=I R= 电容器的无功功率Q=IU=Q=QP<br>电感的无功功率Q=IU=QP<br>1.4串联谐振式电压型逆变器的特征 串联谐振式电压型逆变器具有如下特征: ①容易投入负载电力。它的这一特性表明,采用低压开关器件并联,就可构成这种系统,因而实用性强。 ②负载匹配容易。在设计时,只要把匹配变压器的漏感简单地加进负载电感就可达到目的,设计的自由度大。 2.并联谐振式电流型逆变器 2.1并联谐振式电流型逆变器的拓扑结构 并联谐振式电流型逆变器的拓扑结构如下图2-1所示,把功率因数补偿电

(完整版)单相光伏并网逆变器的研究40本科毕业设计41

单相光伏并网逆变器的研究

轮机工程学院

摘要 能源危机和环境问题的不断加剧,推动了清洁能源的发展进程。太阳能作为一种清洁无污染且可大规模开发利用的可再生能源,具有广阔应用前景。并且伴随“智能电网”理论的兴起,分布式电力系统正日益受到关注,光伏逆变系统作为分布式电力系统的一种重要形式,使得对该领域的研究具有重要的理论与现实意义。 论文在分析光伏逆变系统发展现状与研究热点的基础上,探讨了光伏逆变系统的主要关键技术,对直接影响光伏逆变系统的工作效率以及工作状态的最大功率点跟踪控制、光伏逆变器控制等技术进行了详细研究。 为研究光伏逆变系统,本文建立了一套完整的光伏逆变系统模型,主要包括光伏电池模块,前级DCDC变换器,后级DCAC逆变器,以及相应的控制模块。为了提高系统模型的准确性及稳定性,论文设计了一种输出电压随温度光照改变的光伏电池模型,提出了一种基于Boost 升压变换器的最大功率点跟踪(MPPT)控制策略,并且将正弦脉冲宽度调制技术(SPWM)应用于逆变器控制。最后在MatlabSimulink软件环境下搭建了光伏逆变系统的整体模型,完成系统性的实验验证。 经过仿真实验验证,所提出的光伏逆变系统设计方案正确可行,且输出达到了设计要求,为进一步实现并网功能提供了条件,具有较高的实用参考价值。 关键词:光伏电池;最大功率点跟踪;光伏逆变系统;正弦脉冲调制技术

ABSTRACT With intensify of the energy crisis and environmental problems, the development of clean energy . The solar energy because of its friendly-environmental advantage and renewable property. With the proposition of the Smart Grid, Distributed Power System . As an important form of Distributed Power System, photovoltaic inverter system is the key of the research in this field. This paper discusses the key techniques of photovoltaic inverter system on the basis of analysis of development and research techniques such as maximum power point tracking (MPPT) which work efficiency and work condition and technology of PV inverter. In order to research PV inverter system, this paper builds an integral model, including PV battery model and DCDC converter and DCAC single phase inverter as well as corresponding control models. In order to improve the validity and the stability of the system, the paper

串联谐振逆变器分析

https://www.sodocs.net/doc/084443375.html, 串联谐振逆变器分析 串联谐振逆变器如图2一1所示,补偿电感和负载等效参数和串联后作为逆变桥的负载,图中为补偿电感或变压器漏感,、为包含负载在内的负载等效电阻和电容。串联谐振逆变器通常由电压源供电,电压源由整流器加一个大电容构成。由于电容值较大,可以近似认为逆变器输入端电压固定不变。交替开通和关断逆变器上的可控器件就可以在逆变器的输出端得到交变的方波电压,其电压幅值取决于逆变器的输入端电压值,频率取决于器件的开关频率。 根据负载电压和电流的相位关系,串联逆变器可以工作在三种工作状态感性、容性和串联谐振。在串联逆变器中,为了避免开关器件因短路电流而损坏,在开关器件换流过程中,上下桥臂的开关管应留有死区时间,防止发生直通。 并联谐振逆变器分析 并联谐振逆变器如图2一2所示,补偿电感和负载等效参数和并联作为逆变器的负载,电路中串联的大电感场保证负载电流是恒定的,不受负载阻抗变化的影响。当负载功率因数不是时,负载的无功电压分量便会加在开关器件上,为了避免开关器件承受反向电压而损坏,必须串联快速二极管。根据负载电压和电流的相位关系,并联逆变器可能工作在三种工作状态感性、容性和谐振状态。

https://www.sodocs.net/doc/084443375.html, 串并联谐振逆变器比较 串联谐振逆变器和并联谐振逆变器的差别源于它们所用的振荡电路的不同,前者使用、、串联,后者是、和并联,由两种逆变器拓扑、电路特性及波形上分析,两种电路具有对偶的性质,相比于并联谐振逆变器,串联谐振逆变器具有以下特点和优点。 串联谐振逆变器的特点 直流侧为电压源,或并联大电容,相当于电压源。直流侧电压基本无脉动。由于直流电压源的钳位作用,交流侧输出电压为矩形波,并且与负载阻抗角无关而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。对串联谐振负载而言,其输出电流波形为正弦波。 当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率,直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道,逆变桥各臂都并联了反馈二极管。 电压型逆变器与电流型逆变器比较,优点如下 电路结构简单,启动容易电压型逆变器可以采用移相控制,通过调节移相角的大小来调节输出电压,就可以达到调节输出功率的目的。由于电流型逆变器要保证滤波电感上的直流输入电流不能断流,如果采用移相调功,当负载输出电流为时,这个直流电流无法从逆变器流过,要外加电路来解决电流的续流问题。电压型逆变器是真正的电压源,不管逆变电路时开通还是关断,滤波电容两端都能够保持恒定的电压。因 此在逆变器的启动、工作以及关闭等各种状态下,都能始终提供稳定的直流输入电压。电流型逆变器不是真正的电流源,每次逆变电路关机后重新开机,直流输入电流都必须重新建立直流输入电流的过程中,整个系统的工作不稳定,容易导致电路失控,并且从逆变器开启到直流输入电流稳定所需时间也较长。

光伏并网逆变器控制策略的研究

题目:光伏并网逆变器控制策略的研究

光伏并网逆变器控制策略的研究 摘要 世界环境的日益恶化和传统能源的日渐枯竭,促使了对新能源的开发和发展。具有可持续发展的太阳能资源受到了各国的重视,各国相继出台的新能源法对太阳能发展起到推波助澜的作用。其中,光伏并网发电具有深远的理论价值和现实意义,仅在过去五年,光伏并网电站安装总量已达到数千兆瓦。而连接光伏阵列和电网的光伏并网逆变器便是整个光伏并网发电系统的关键。 本文通过按主电路分类、按功率变换级数分类和按变压器分类的三大类划分逆变器的方法分别介绍了每个逆变器电路的拓扑结构。之后本文首先介绍了国内外并网逆变器的研究状况以及相关并网技术标准,比较了当前主流的控制技术。然后,详细的阐述了光伏并网发电逆变器系统的整体设计和各单元模块的设计,其中包括太阳能电池组、升压斩波电路、逆变电路和傅里叶变换。 在简要介绍了系统的结构拓扑和控制要求之后,论文重点研究了基于电流闭环的矢量控制策略,阐述了其拓扑结构、工作原理及运行模式。为了深入研究控制策略,分别建立了基于电网电压定向的矢量控制和基于虚拟磁链定向的矢量控制。最后,本文针对几种产生谐波的原因,对L、LC、LCL 三种滤波器进行了比较分析。 最后,本文对光伏并网的总系统进行了MATLAB仿真,由于时间的限制,只做出了通过间接控制电流从而达到控制有功无功公功率的仿真。 关键词:光伏并网,逆变器电路拓扑,电流矢量控制,谐波

PHOTOVOLTAIC (PV) GRID INVERTER CONTROL STRATEGY RESEARCH Abstract World deteriorating environment and the increasing depletion of traditional energy sources prompted the development of new energy and development. Solar energy resources for sustainable development has been national attention, solar countries have contributed to the severity of the introduction of the new energy law developments. Among them, the photovoltaic power generation has profound theoretical and practical significance, only in the past five years,the total installed photovoltaic power plant has reached thousands of megawatts. Connected PV array and grid PV grid-connected inverter is the whole key photovoltaic power generation system. Based classification by main circuit and the power level classification and Division of three categories classified by transformer inverter of methods each inverters circuit topologies are introduced.This article introduces the domestic and foreign research on grid-connected inverters and related technical standards for grid-connected, compared the current mainstream technology.Then detail a grid-connected photovoltaic inverter system design and the modular design, including solar arrays, chop-wave circuit, inverter circuits and Fourier transform. Briefly introduces the system topology and control requirements, this paper focuses on the current loop-based vector control strategies, describes the topological structure, working principle and its operating mode.In order to study the control strategies were established based on power system voltage oriented vector control based on virtual flux-oriented vector control.Finally, for several reasons for harmonic, l, LC, LCL compares and analyses the three types of filters. Keywords:Photovoltaic, inverters circuit topologies, current vector control, harmonic

逆变器工作原理

逆变器电路原理分析 1、逆变器的定义 逆变器是通过半导体功率开关的开通和关断作用,把直流电能转变成交流电能的一 种变换装置,是整流变换的逆过程。 车载逆变器的整个电路大体上可分为两大部分,每部分各采用一只TL494或KA7500芯片组成控制电路,其中第一部分电路的作用是将汽车电瓶等提供的12V直流电,通过高频PWM (脉宽调制)开关电源技术转换成30kHz-50kHz、220V左右的交流电;第二部分电路的作用则是利用桥式整流、滤波、脉宽调制及开关功率输出等技术,将30kHz~50kHz、220V左右的交流电转换成50Hz、220V的交流电。 高频升压逆变控制电路:

(1)脚第一组放大器的同相输入端,检测输出电流,与3个0.33R 电阻分压,当电流过大时,分压电阻上的电压超过(2)脚基准电压,(3)脚放大器输出端输出高电平,(3)脚为高电平时,电路进入保护状态。(2)脚为比较器的反相输入端,接(14)脚基准,作比较器的参考电压,外部输入端的控制信号可输入至脚(4)的截止时间控制端(也叫死区时间控制),与脚(1)、(2)、(15)、(16)误差放大器的输入端,其输入端点的抵补电压为120mV,其可限制输出截止时间至最小值,大约为最初锯齿波周期时间的4%。当13脚的输出模控制端接地时,可获得96%最大工作周期,而当(13)脚接制参考电压时,可获得48%最大工作周期。如果我们在第4脚截止时间控制输入端设定一个固定电压,其范围由0V至3.3V之间,则附加的截止时间一定出现在输出上。(5)、(6)脚是一个固定频率的脉冲宽度调制电路,内置了线性锯齿波振荡器,振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节,其振荡频率如下: 输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。功率输出管Q1和Q2受控于或非门。当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通,即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。当控制信号增大,输出脉冲的宽度将减小。(7)脚接地端,(8)、(11)脚是Q1和Q2内部开关管的集电极,在此电路中接电源,(9)、(10)脚为Q1、Q2的发射极,作开关管驱动输出端,接下图中Q1与Q2外部放大电路。以驱动后极推挽电路。(12)脚电源端,(13)脚为输出控制端,接(14)脚基准电压时两路输出脉冲相差180方位,每路输出量大约200MA的驱动推挽或半桥式电路。(15)、脚第二组放大器的反相输入端,接基准电压,(16)脚同相输入端,检测电源电压。当电压过高超过(15)脚参考电压时,(3)脚输出高电平,电路进入保护状态。

相关主题