单管正激变换器参数确定

第二章 方案的确定

2.1 变换器的设计指标

2.1.1 正激变换器的设计指标

输入电压：DC41V ～DC51V

输出电压：DC12V

输出电流：5A

效率: η≥80%

电压调整率：Su ≤1.5%

负载调整率：S I ≤1.5%

2.1.2 辅助电源（反激）的设计指标

输入电压：DC41V ～DC51V

输出电压：DC17V

输出电流：0.5A

效率: η≥87%

第三章 正激电路设计

这里UC3844的振荡器选择R T =R 8=12k Ω,C T =C 19=1000PF ，则

KHZ C R f T T osc 15010100010128.18.112

3=???==- (3-1) 所以6脚的输出频率（驱动频率）为：

KHZ f f osc 752

1== (3-2) 3.3 主电路设计

主电路的设计主要包括变压器、电感和MOS 管的设计。

3.3.1 主电路中变压器的设计

变压器是利用互感应实现能量或信号传输的器件。在开关电源主电路中，变压器用于输入输出之间隔离及电压变换。开关电源中使用磁性元件比较多，这其中包括作为开关电源核心的高频功率变压器、驱动变压器、电流互感器、低压辅助电源变压器以及各种滤波电感等，通常把这些统称为电子变压器，他们是电力电子电路中储能、转换以及隔离所必备的元件。磁性元器件在整个的开关电源中所占的比重很大，对于开关电源的质量、体积、成本以及效率都有很显著的影响，特别是高频功率变压器，它对于整个开关电源的性能更是有着举足轻重的影响

[16]。

高频变压器具有电压变化、电气隔离和能量传输三项主要功能，是开关电源

的核心部件，它的设计和计算也是最复杂的。在能量传输方面，高频变压器有两种方式:一是变压器传输方式，即加在一次绕组上的电压，在磁心中产生了磁通变化，使二次绕组产生感应电压，从而达到使能量从变压器的一次侧传输到二次侧的目的;另一种是电感器传输方式，即在一次绕组上施加电压，会产生励磁电流并且使磁心磁化，并将电能转变成磁能存储起来，而后通过去磁可以使二次绕组产生感应电压，从而达到将磁能变换为电能释放给负载的效果,下面就是变压器设计的过程[17]。

1.铁芯材料的选取

在设计高频变压器的时候，应当首先从选择磁心开始，然后再确定绕组的匝

数。在设计的过程中，需要了解与磁心相关的多种特性以及参数，并且需要进行多种参数的计算和校验。不同工作频率的变压器，可以选择不同磁性材料的铁芯和不同的铁芯规格。选择铁芯的材料和规格，除了根据变压器的工作频率和功率容量以外，还要考虑铁芯的损耗和温升，并在合理控制变压器体积的基础上，尽量降低其成本。目前广泛应用的磁性材料主要有硅钢片、铁氧体、非晶态合金、微晶合金和铁粉芯等。

铁氧体的电阻率可以做得很高，因此高频损耗小，工作频率高。另外铁氧体

工艺性能好，价格便宜，性价比高。比较适应十中小功率的脉冲变压器的设计。本次设计选用的是磁性材料是PC40，其Bs=0.39T ，Br=0.055T ，所以取T B B B r s 335.025.0=-<=?，满足条件。

2.AP 公式

在开关电源中，高频变压器的磁心尺寸的选择与其工作频率、输出功率、电

路结构以及绕组匝数等许多的因素都有关系，是整个高频变压器设计工作的难点。而在设计高频变压器的时候，面积乘积法是最为常用的方法，通常也简称AP 法。

由电磁感应定律得：

dt

NAedB dt d N dt d d di L E Vin t L =Φ====? (3-3) B

Ae VinDT AedB Vindt Np ?==

(3-4) 另外从窗口能否够用得： KpKuAw Np J I prms

= (3-5)

其中J 为电流密度，prms I 为电流有效值，10<

边面积系数。

所以 prms

I KpKuAwJ N = (3-6) 从而 prms

I KuAwJ Bf Ae VinD =? （3-7) 令 Ap=AeAw, ∴BJ fKpKu VinDI Ap prms

?= (3-8)

按照Ap 值选择一个比实际所需Ap 大的变压器型号，式中Ae 为铁芯磁路面积，Aw 为铁芯窗口面积，B ?为铁芯材料所允许的最大磁通密度的变化范围，f 为开关频率。

令Kt i i prms avg in =)(,Kt 为均方根电流系数。

∴BfKpKuKtJ

PinD BJ fKpKuKt VinDI Ap avg in ?=?=)

( （3-9） 令KpKuKt=K ′为拓扑系数，再令D=Dmax=0.5，温升30oC 时，

J=2125.4/10450m A Ap o -?，Ap 取4cm

因此 4125.04`10450Bfk 5.0cm Ap

Pin Ap --???= 4143.1`1.11cm BfK Pin Ap ???? ???= （3-10）

假设变压器的效率为85%。所以本次设计的变压器的实际所需Ap 值： 4143.133176.0114.0107525.085.0601.11cm Ap =????? ??????=（3-11）

为了使铜线能够很好地绕制，本次设计的变压器选择的型号是EE40（Ae 为

1.28cm 2，Aw 为1.08mm 2），其Ap=1.38cm 4值远大于实际制作的变压器的，所以满足条件。

3.确定变压器的原副边匝数

由于UC3844的最大占空比为0.5，所以本次设计先假设Dmax=0.4

由电磁感应定律得： dt AedB N E Vin P =

= （3-12） ∴B

Ae VinDT AedB Vindt Np ?== （3-13）

又由于取T Bm 25.0=?，所以原边匝数： 5.9107525.0101284.05736=?????=

-Np （3-14） 变压器的匝数比： 1

124.041(min)max +?=+==fwd V Vo D Vin Ns Np n =1.26154 （3-15） 所以副边匝数： 53.726154

.15.9===n N N p

s （3-16） 由于匝数是整数，所以取Ns 为8匝，重新核算原边匝数Np ：Np=Ns ?n=10.09,所以取Np 为11匝。

重新核算实际的占空比，由电路一个周期内，通过电感的电流代数和为零得： ()()T D V V T D Vo V V Np Ns fwd o fwd in max max 1-+=???

? ??--（3-17） 其中，fwd V 为二极管的压降

∴Dmax=0.436<0.5，满足要求。

4.原边线径Dp

由于温升30oC 时，

22125.0/08.4/5.4mm A mm A Ap J ==- （3-18）

所以可以选择J=4.00A/mm 2。

原边电流有效值：

A D I Np

Ns I on prms 4.2max == （3-19） 所以原边横截面积： 26.0mm J I Ap prms ==

（3-20）

所以原边线径：

mm Ap Ds 8743.04==π （3-21）

而集肤效应的集肤为：

mm f 2738.0107575

75

3=?==δ （3-22）

且D>2δ，所以要考虑集肤效应。可以选择多股并绕，所以选择线径为0.53mm 的铜线，由于7.253.08743.02

=??

? ??，即原边采用线径为0.53的铜线3股并绕。 5.副边线径Ds

副边的电流有效值： A D I I on srms 30.3max == （3-23）

所以副边的横截面积：

2825.0mm J

I As srms == （3-24） 因此副边的线径： mm As

Ds 0252.14==π （3-25）

由于线径很大，所以要考虑集肤效应，可以也选择线径为0.53mm 的铜线，由于7.353.00252.12

=??

? ??，即副边采用线径为0.53mm 的铜线4股并绕。 6.磁复位绕组

磁复位绕组绕组取与原边相同的匝数，即11匝，可以取线径为0.33mm 的铜线，而且要与原边并绕，这样耦合系数接近1。

综上本次主电路中的变压器参数为：原边为11匝，采用线径为0.53的铜线3股并绕；副边为8匝，采用线径为0.53mm 的铜线4股并绕；磁复位为11匝，采用线径为0.33mm 的铜线，图3-2是实际制作完成的变压器。

图3-2 实际制作完成的变压器

3.3.2 主电路中电感的设计

电感量L 也称作自感系数,是表示电感组件自感应能力的一种物理量.当通过一个线圈磁通(即通过某一面积的磁力线数)发生变化时,线圈中便会产生电势,这是电磁感应现象.所产生的电势称感应电势,电势大小正比于磁通变化的速度

和线圈匝数.当线圈中通过变化的电流时,线圈产生的磁通也要变化,磁通掠过线圈,线圈两端便产生感应电势,这便是自感应现象,自感电势的方向总是阻止电流变化的,犹如线圈具有惯性,这种电磁惯性的大小就用电感量L 来表示.L 的大小与线圈匝数,尺寸和导磁材料均有关,采用硅钢片或铁氧体作线圈铁芯,可以较小的匝数得到较大的电感量.L 的基本单位为H(亨)实际用得较多的单位为mH(毫亨)和uH(微亨) 1H=103mH=106uH 。

1.电感的感值

本次设计选择的频率f=75KHZ ，取临界连续时，on oc I I %10≤，所以

()()T D V V DT Vo V V Np Ns fwd o fwd in -+=???

? ??--1 ∴in fwd o s p V V V N N D +?=

（3-26） ∴304.0(max)min =?+=s p in fwd

o N N V V V D ，而Dmax=0.436，所以变换器工作在连续区。

而临界连续时，电感的电流： ()D Lf

V V i I fwd o L oc -+=?=12121 ∴()()H f I D V V L oc fwd o l μ9.1181.021min (max)=?-+=

（3-27）

所以取L=119H μ。

2.电感的线径 流过电感的电流有效值：A I lrms 5≈,而J=4A/mm 2

所以电感线圈的横截面积：

28.0mm J I A lrms L ==

（3-28） 线径: mm A D L L 010.14==π,由于要考虑集肤效应，所以仍然采用0.53mm 的铜线绕制，由于63.353.0010.12=??

? ??，所以采用4股并绕。 3.电感的匝数N L

流过电感的峰值电流：

(max)(max)2

1L on lpk i I i ?+= （3-28） A 5.5=

由电磁感应得： dt

AedB N dt di L E L L == ∴AedB Ldi N L L =

AeBm Li Lpk = （3-29） 4.2025

.01285.5119=??=

所以取21匝。

4.选磁芯 磁芯材料仍然选用PC40，按照变压器的匝数和线径，骨架采用EE40仍然满足条件。

综上，电感为21匝，采用0.53mm 的铜线4股并绕。

3.3.3 主电路中MOS 管的选择

MOSFET 功率开关管具有输入阻抗极高、通态电阻低、开关速度快、耐压高、成本低廉等优点，是一种极有发展前途的新型MOSFET 功率器件。MOSFET 功率开关管是三端电压控制型开关器件，属于绝缘栅型场效应管，而双极型晶体管是三端电流控制型开关器件。在开关电源的电路中，MOSFET 功率开关管的使用与双极型晶体管相似，当栅极有驱动电压时，MOSFET 功率开关管完全导通，驱动电压需要满足尽可能的减小导通压降的要求。当栅极没有驱动电压时，MOSFET 功率开关管关断，此时，MOSFET 开关管承受输入电压或其数值的几倍。MOSFET 功率开关管的主要特点是在沟道与金属栅极之间存在一层二氧化硅的绝缘层，因此它具有相当高的输入电阻，其值最高时可达Ω510。它可以分为N 沟道管和P 沟道管两种类型。通常情况一下，将衬底(即基板)与源极S 连接在一起。依据导电方式的不同，MOSFET 又可以分为增强型与耗尽型两种类型。增强型MOSFET 管应当满足的条件是当U GS =0的时候，管子呈截止状态，加上正确的U Gs ，即对于N 沟道管来说，要求

0>GS U ，对于P 沟道管来说，要求0

通常情况下，MOSFET 功率开关管采用N 沟道，这主要是因为在同样的情形下，N 沟道管的通态电阻要比P 沟道管的通态电阻小，且开关速度比P 沟道管快。在使

用时，可以将MOSFET 的源极和漏极互换，这是因为二者是对称的。对于N 沟道的MOSFET 管来说，只要在栅极和源极(漏极)之间加上正向的电压，它就可以双向导通，因此，MOSFET 管可以用在同步整流的电路中。一般情况下，MOSFET 功率开关管的工作电流从几安培到几百安培，输出功率更是从几十瓦到几千瓦，而开关频率可以达到几百千赫兹到1MHz 以上。因此，在目前的中、小功率的开关电源中，大都使用MOSFET 作为开关电源的功率开关管。本次设计的开关管采用N 沟道增强型MOS 管[18]。

流过MOS 管的电流为：

spk p s DS I N N I =(max)A I N N Lpk p s 0.45.511

8=?== (3-30) 对电路进行分析后知道MOS 管漏源极电压为：

V V V V in DS 1145722(max)(max)=?== (3-31) 所以选择IRF640（18A/200V ）。

3.3.4 主电路中二极管的选择

二极管是最为简单又是十分重要的一种电力电子器件，在开关电源的输入整流电路、逆变电路、输出高频整流电路以及缓冲电路中均有使用。开关电源中应用的二极管除电压、电流等参数与电子电路中的二极管有较大差别外，其基本结构和工作原理是相同的，在这里不再具体介绍了。

1.整流二极管

流过二极管的峰值电流：

A I I Lpk D 5.5(max)== (3-32)

二极管两端的电压：

V V V N N V in m s kA 45.415711

8(max)=?== (3-33) 2.续流二极管

流过二极管的峰值电流：A I I Lpk D 5.5(max)== 二极管两端的电压：V V V N N V in m s kA 45.415711

8(max)=?== 所以整流和续流二极管采用共阴极结构的MBR20100（20A/100V ）（两个二极管集合在一起的芯片），图3-3即为MBR20100的实物图。

图3-3 MBR20100的实物图

3.磁复位中的二极管

流过二极管的电流：

A A I N N I Lpk P s D 0.45.511

8(max)=?== (3-34) 有效值： A D I i D rms s 73.13

564.00.431max (max))(==-= (3-35) 输入电压Vin=57V 。所以选择MUR460（600V/4A ）。

3.4 输出滤波电路

滤波电容在开关电源中起着非常重要的作用，如何正确的计算和选择输出滤波电容，是设计开关电源中需要解决的关键问题。

有前面计算的电感量L=119H μ，流经电感的电流L I ?如图3-4所示。

()max max 0min 2ON F L T L

V V V I ?+-=? (3-36) 输出电流Io

T

L

图3-4 流过电感的电流波形

这里选L I ?为输出电流o I 的10%～30%，从电感的外形尺寸、成本、过渡 响应等方面考虑，此值比较适合。

因此，按L I ?为o I 的20%进行计算[11]

A I I o L 12.052.0=?=?=? (3-37)

输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几mV 而确定。输出纹波电压r V ?由L I ?以及输出电容的等效串联电阻ESR 确定，但输出纹波一般为输出电压0.3%～0.5%

mV V V V o r 12100

1.0==? (3-38) ESR I V L r ??=? (3-39) 所以，Ω=??=m I V ESR L

r 12，即工作频率为85KHZ ，需要使用ESR 值为12Ωm 以下的电容。

还可以用另一种办法求解输出流波电容器，因为纹波电压 Cf

D I C DT I C Q V o o o ==?=? ∴ f

V D I C o o ?= (3-40) 因此 F HZ V f V D I C o o oN μ7.21310

8501.0436.0501.03max =????=≥，结合实际选择470V F 25/μ的电容。

3.5 反馈电路及控制电路

3.5.1芯片选择

反馈电路和控制电路需要用到一些芯片，所以在设计反馈和控制电路前需要对他们进行介绍。

1． PWM 控制芯片UC3844介绍

UC3844芯片是美国Unitrode 公司（已被TI 公司收购）生产的高性能电流型脉宽调制器（PWM ）控制器。早期的PWM 控制器是电压控制性的，常用的电压型PWM 控制器由TL494、TL495、SG3525、SG3524等。电压型PWM 是指控制器按照反馈电压来调节输出脉宽的，电流型PWM 是指控制器按反馈电流来调节输出脉宽。电流型PWM 是在脉宽比较器的输入端，直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比，使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型PWM 控制器。

UC3844是高性能固定频率电流模式控制器专为离线和直流至直流变换器应用而设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。这些集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器。电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率MOSFET 的理想器件。

其它的保护特性包括输入和参考欠压锁定，各有滞后、逐周电流限制、

可编程输出静区时间和单个脉冲测量锁存。这些器件可提供8脚双列直插塑料封装和14脚塑料表面贴装封装（SO-14）。SO-14封装的图腾柱式输出级有单独的电源和接地管脚。

其是专门设计用于离线和直流到直流交换器应用的高性能，固定频率，电流模式控制器。为设计者提供使用最少外部元件的高性能价格比的解决方案。UC3844 有16V （通）和10 伏（断）低压锁定门限，十分适合于离线变换器[19]。

其特点有：自动前馈补偿、锁存脉宽调制，可逐周限流、锁存脉宽调制，可逐周限流、内部微调的参考电压，带欠压锁定、大电流图腾柱输出、欠压锁定，带滞后、低启动和工作电流、直接与安森美半导体的SENSEFET 产品接口、电流模式工作到500KHZ 、输出静区时间从50%到70%可调。

UC3844是电流型单端输出式PWM ，其最大占空比为0.5，启动电压16V ，具有过压保护和欠压锁定功能。当工作电压大于34V 时，稳压管稳压，使内部电路小于34V 电压下可靠工作；当输入电压低于10V 时，芯片被锁定，控制器停止工作。其内部框图3-5和引脚图如图3-6所示

）8）电源地

R 4Vref

8（14

图3-5 芯片UC3844的内部框图

补偿电压反馈电流取样R T/C T

Vref

Vcc

输出

地（俯视图）

管脚连接图

（a）芯片的实物图（8管脚）

补偿

空脚电压反馈

空脚电流取样

空脚

R T/C T

Vref

空脚

Vcc

Vc

输出

地

电源地（俯视图）

（b）芯片的实物图（14管脚）

图3-6 芯片UC3844的引脚图

在图3-5中，反馈电压和2.5V 基准电压之差，经误差放大器E/A 放大后作为门限电压，与反馈电流经采样后的电压，一起送到电流感应比较器。当电流取样电压超过门限电压后，比较器输出高电平触发RS 触发器，然后经或非门输出低电平，关断功率管，并保持这种状态直至振荡器输出脉冲到触发器和或非门为止。这段时间的长短由振荡器输出脉冲宽度决定。PWM 信号的上升沿由振荡器决定，下降沿由功率开关管电流和输出电压共同决定。反转触发器限制PWM 的占空比调节范围在0～50%之内.UC3844的振荡工作频率由引脚4与引脚8之间所接定时电阻RT 、引脚4与地之间所接定时电容C T 设定。计算公式

为:T T T T C R C R T f 72.155.01===。引脚2 是电压反馈端，将取样电压加至E/A

误差放大器的反相输入端，与同向输入端的2.5V 基准电压进行比较产生误差电压。利用内部E/A 误差放大器可以构成电压环。引脚3 是电流反馈端电流取样电压由引脚3 输入到电流比较器。当引脚3 电压大于1V 时输出关闭。利用引脚3 和电流比较器可以构成电流环。引脚1是补偿端，外接阻容元件以补偿误差放大器的频率特性。引脚8为5V 基准电压，带载能力50mA 。引脚6为推挽输出端，有拉灌电流的能力。引脚5为公共端。引脚7为集成块工作电源端，电压范围为8V ～12V 。

UC3844的输出级为图腾式电路，与SG3525的一端完全相同。输出平均电流值为mA 200±，最大峰值电流A 1±，可直接驱动功率管。由于峰值电流自限，可以不要串入限流电阻。对于电流型控制芯片UC3844，使输出驱动信号关断的方法有两种：一种是将引脚1的电压降到1V 以下，另一种是将引脚3的电压升至1V 以上。这两种方法都是使电流比较器输出高电平，PWM 锁存器复位，关闭输出端，直至下一个时钟将PWM 锁存器置位为止。根据这一原理可以控制引脚1、3电压的变化，实现各种必要的保护。

而辅助电源（反激）用的芯片UC3843其实和UC3844几乎一样，只是UC3844的管脚6输出的频率是振荡器频率的一半，UC3843的是一样的，所以UC3843不再做介绍。

2．光耦合器PC817

光耦合器也称为光电耦合器或者光隔离器，简称光耦，它是以光为媒介来传输电信号的器件，通常是把发光器件(红外发光二极管LED)与受光器(光敏三极管)封装在同一个管壳里面，当输入侧加上电信号时，发光器发出光线，而受光器在接收光线之后就产生光电流，从输出端流出，从而实现了“电一光一电”的转换。

光耦合器的主要优点是单向传输信号，输入端与输出端完全实现了电气的隔离，传输距离远，抗干扰能力强，使用寿命长，传输效率高等。在光耦合器中，电流传输比是其中的一个重要的参数，通常情况下，它是用直流传输比来表示的，当输出电压保持恒定的时候，它等于直流输出电流Ic 与直流输入电流F I 的百分比，此时有公式: %100?=F

c I I CTR (3-41)

一般情形下，采用一只光敏三极管的光耦合器，CTR 的范围大多是20%一300%。在光耦反馈式开关电源中经常采用的线性光耦合器是PC817A, CNY17-2和MOC8101，本次设计采用的是PC817.

3．反馈回路中的TL431

开关电源的稳压反馈通常都使用TL431和PC817，德州仪器公司（TI ）生产的TL431是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。他的输出电压用两个电阻就可以任意的设置到从Verf （2.5V ）到36V 范围内的任何值。该器件的典型动态阻抗为0.2Ω，在很多应用中用它代替齐纳二极管，例如，数字电压表，运放电路，可调压电源，开关电源等。TL431是一种并联稳压集成电路。因其性能好、价格低，因此广泛应用在各种电源电路中，其内部结构图如图3-7

图3-7 TL431的内部结构图

REF ANODE CATHODE Cathode

Reference

(R)

ANODE (A)

图3-8 L431的内部线路图和示意图 由图3-8可以看到，VI 是一个内部的2.5V 基准电压源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有当REF 端（同名端）的电压非常接近VI （2.5V ）时，三级管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF 端电压的微笑变化，

通过三极管的电流将从1到100mA 变化。

3.5.2 电路设计

正激电源实现的是输出电压的稳定，采用电压闭环负反馈使电压达到稳定输出，原理图如图3-9所示。

图3-9 反馈电路及控制电路 其工作原理是：当负载的改变引起输出电压VOUT 的微小、缓慢变化，该变化通过由R5、R26组成的电阻分压采样网络检测，输入到TL431的R 端（同名端），与TL431的参考电压基准VI （2.5V ）进行比较，从而使运算放大器的输出相对缓慢变化的电压随之改变，并使三极管的电流变化，从而使光耦合器中的发光器件(红外发光二极管LED)的发光程度改变，进而影响受光器(光敏三极管)的电流发生变化，而光敏三极管中电流的变化了，那么UC3844芯片中的1管脚的电流也将相应地发生变化，从而影响6管脚的输出得控制MOS 管开通与关断的波形，从而改变了电路的占空比，进而调节输出电压出现的波动，使输出电压保持了恒定[20]。

1．反馈电路中R5和R26的选择

由于TL431芯片的1脚电压为2.5V ，所以令R26=4.7K ， 5

2626125.2R R R += (3-42) ∴Ω=K R 86.175

所以取Ω=K R 185。 重算：5

26265.2R R V R o += ∴V V o 07.12=，满足条件。

2．输出限流保护电阻R4

在实际电路中，当输出电路一不小心发生短路或者输入电流过大时，其输入端和输出端的电流都会瞬间变得很大，这样会烧坏很多元器件，整个短路也会烧坏，而且还会产生危险，所以要设计限流保护，以防止输出电流过大。

保护动作电流设为:

1.5A A I ppk 0.60.45.1=?= (3-43)

∴Ω=Ω==167.00

.615.114ppk I R (3-44) 由于没有0.167Ω的电阻，所以根据实际选择W 1/1.0Ω的电阻。

第四章 辅助电源的设计

本次设计的辅助电源的主电路采用反激式拓扑，反激采用的芯片是UC3843，其结构框图和正激电路差不多，详细的见第三章，本章主要介绍正激电路设计中没有牵涉到反激的地方。

4.1 开关频率的选择

辅助电源（反激）采用的芯片是UC3843，而这里UC3843的振荡器选择R T =R 10=10k Ω,C T =C 10=2220PF ，则

KHZ C R f T T osc 8.8110

2.210108.18.193=???=- (4-1) 取82KHZ

所以6脚的输出频率为：

KHZ f f osc 82== (4-2)

4.2 主电路中变压器的设计

反激的变压器与正激的功能不太一样，反激的变压器除了起到变压的作用外，还具有储能元件的作用，相当于耦合电感的作用。在反激式开关电源中，高频变压器是极其重要的部件，它主要起到存储能量、传递能量的作用。高频变压器设计的好与坏不仅仅直接影响到变压器本身的发热和效率，同时也影响到整个所设计的开关电源的可靠性与技术性能，同时，反激式开关电源主电路的许多参数的选择都依赖于所设计的高频变压器的参数[21]。在反激式开关电源中，高频变压器实际上相当于一只储能电感，它的储能的大小直接影响到开关电源的输出功率。当反激式开关电源的高频变压器工作的时候，它的磁化过程是沿局部的磁滞回线进行的，且磁心的损耗比双向变化的时候要小，通常情况下只有双向变化时的%40~%30。它的磁感应强度的变化量是r m B B B -=?，从此式可以看出B ?既

要受到m B 的限制，也要受到r B 的限制。在特定材料的磁心中，m B 是固定不变的，但是可以通过增大气隙的办法来降低Br ，以达到增大磁通密度B ?的变化量。在气隙增加了以后，励磁电流会有所增加，但是磁心反而更不容易产生磁饱和，从而也就增加了变压器存储的能量，以便于提高所设计开关电源的输出功率。所以，反激式开关电源的高频变压器的设计实际上相当于是功率电感器的设计，需要计算初级的电感量p L 、选择磁心的尺寸、、计算一次侧匝数、计算气隙长度g L 等几个步骤。

1.感值的选择

仍令Dmax=0.4，而芯片UC3843的占空比大于0.5，所以会满足条件的。如图

4.2.2所示，G V 为MOS 管的驱动波形，p i 为输入波形，其平均值为in I ，而p p k i 为输入的峰值电压；所以在一个周期内，in I 为p I 的平均值。 ∴(min)

`max 21in oN o ppk in V I V T Ti D I η== (4-3) V

i V

图4-1 反激的主要波形图 所以电感电流的峰值：

(min)`max 2in oN o ppk V D I V i η=

(4-4) A A 22.141

85.04.05.0172=????=

又由p i 的波形得： p

in ppk L T

D V i max (min)= (4-5)

∴f i D V L ppk in p max (min)=

(4-6) H μ9.16310

8222.14.0413=???=

，取164H μ 2.材料和型号的选择 材料仍然采用PC40，有Ap 值得公式得：

4143.1`1.11cm BfK Pin Ap ???? ???= (4-7)

∴4143.130154.0114.01015025.085.05.81.11cm Ap =????? ??????=

选用型号EE25，其Ap=AwAe=0.403×0.4254cm =0.1712440154.0cm cm >，所以够用。

3．原边和副边匝数

由于变压器磁芯采用的材料仍然为PC40.所以T B B m 2.06.0≈?=?，而且仍令Dmax=0.4，原边匝数为： 8.2410822.0103.404.05736=?????=

-Np 匝， 有电路图得： ()()T D V V T D V N N fwd o in p

s max max (min)1-+= 所以变压器的匝数比： ()()max max (min)1D V V D V N N n fwd o in s p

-+== (4-8)

5185.1= 所以副边匝数：33.165185

.18.24===n N N p

s ，取17匝。 重新求原边的匝数：8.25=?=s p N n N , 取26匝。

4.辅助绕组

由于反激的输入电压为DC41V ～DC51V,而输出电压为DC17V ，而芯片UC3843的供电电压为12V ，所以芯片不能直接从输入端和输出端取电，需要一个辅助绕组为提供Svcc=13V 的电压为芯片供电。

辅助绕组匝数: fwd

vcc fwd ouT aux s V S V V N N ++= ∴ ()fwd ouT s fwd vcc aux V V N V S N ++=

(4-9) 22.13171

17113=?++=

,取14匝。 5.原边线径Dp

由于温升30oC 时， 22125.0/16.5/5.4mm A mm A Ap J ==-，

原边电流有效值： ????

? ??=T D ppk prms dt t T D i T I max 02max 1 A A D i ppk

445.034.022.13max === (4-10) 所以原边横截面积：20793.0mm J I Ap prms

==

所以原边线径： mm Ap

Dp 3178.04==π

而集肤效应的集肤为：mm f 2619.0107575

75

3=?==δ，而D<2δ，所以不

要考虑集肤效应，所以可取Dp=0.33mm 。

6.副边线径Ds

副边的电流有效值：

A D i N N I ppk s p

srms 8344.03

1max =-= (4-11) 所以副边的横截面积：

21487.0mm J I As srms ==

(4-12) 因此副边的线径： mm As Ds 4352.04==

π，也不需要考虑集肤效应，所以可取Ds=0.47mm 。

7.辅助绕组线径Daux

由于只是提供辅助电压，只要和原边线径差的不太多就可以。所以可取Daux=0.33mm 。

8. 计算变压器磁芯气隙

如果变压器工作时，磁通不能回到始发点，变压器的磁通会随着反复工作逐步增大，将导致磁通饱和，尖峰电压和浪涌电流，立刻烧坏主功率开关管。因此，在反激式开关电源中，为了防止它的高频变压器出现磁饱和的现象，通常要在磁心中加入空气间隙，简称气隙。当向磁心中加入气隙后，最大磁感应强度Bm 并没有改变，但是最大磁场强度将会增大，这也就意味着在相同的绕组匝数和相同的Bm 的条件下，加入气隙后可以提高绕组的工作电流，并且高频变压器磁饱和的电流将会增大。另外，加入气隙后，剩磁Br 将会下降，同时磁感应强度的变化量B ?会增大，结果会提高磁化曲线的利用率。除此之外，当在磁心中加入气隙后，可以将磁化曲线线性化也即是相对磁导率变化减小，这使得绕组电感量趋于一个恒定值。综上所述，当向高频变压器加入气隙后，产生的这些特性的变化都有助于提高反激式开关电源的性能。

合理的气隙不但能使变压器稳定工作，也可以增加电源输出功率，减少变压器的高频磁芯损耗，并且可以进一步提高开关频率，降低初次级的纹波电流。

变压器磁芯气隙计算公式为:

g

p g g L Ae N L Ae N l 02

02μμ== (4-13) mm mm 2088.0109.163103.401042666

72=?????=---π 式中，g l ——气隙长度(mm); Ae ——磁芯面积(2mm )；0μ——7104-?π；Np ——原边匝数;Lg ——原边电感((mH); 要说明的是，上式中计算出来的气隙长度，是反激式高频变压器中气隙长度的总和，一般情况下，对于EI 和EE 型磁心来说，通常需要加入一定厚度的电工绝缘纸，比如青壳纸，用来产生气隙。

综上，反激主电路中的变压器原边为26匝，采用0.33mm 的铜线单股绕制；副边为17匝，采用0.47mm 的铜线单股绕制；辅助绕组为14匝，采用0.33mm 的铜线单股绕制；气隙为0.2088mm ，由于气隙不容易测量，可以用电感表测量原边的电感，如果电感值146F μ即可。

4.3 主电路中的RCD 缓冲回路

由第二章分析可知，反激电路要加RCD 缓冲回路，反激的RCD 缓冲回路如图

4.3.2，反激电压：

V V D D V in f 33.274

.01414.01(min)max max =-?=-= (4-15)

高效率双管正激变换器的研究 开题报告

高效率双管正激变换器的研究 一、课题来源、意义、目的、国内外概况与预测 如何提高电能的利用率一直是电力电子领域最为重要的研究方向，而且必将成为未来该领域研究热点，并在某种程度上决定电力电子技术未来的兴衰命运。 DC/DC 变换技术一直是开关电源技术的重点，也是开关电源技术发展的基础。DC/DC 变换是开关电源的基本单元，其他各种形式的变换电路都是DC/DC 变换电路的演变。DC/DC 变换技术的发展伴随着开关电源技术发展，也是发展最快的电源变换技术之一。所以，研究高效率DC/DC 变换器对电力电子技术的发展具有重要意义。 在各种隔离式DC/DC 变换器中,单管正激变换器由于具有电路结构简单、成本较低、输出电流大、工作可靠性高等优点而广泛应用于中小功率变换场合，更成为低压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但由于主开关管电压应力较大而不适合输入电压高的场合。 传统双管正激变换电路使得正激电路的主开关电压应力减小了一半左右，但是受复位机制的限制，它的工作占空比只能小于0.5，不适合电压范围较宽的场合。且开关管工作在硬开关状态下，开关损耗大，在不断追求高频化的今天，显得不合时宜。 本着最大可能提高电路效率的原则，本文着重研究了一种高效率双管正激变换器。 目前，通常采用的磁复位方法主要有以下几种： (1) 采用辅助绕组复位； (2) 采用RCD 复位； (3) 采用LCD 复位； (4) 采用谐振复位； (5) 采用有源钳位复位。 1、辅助绕组复位正激变换器 V O V 图一所示的单端正激变换器的隔离变压器有三个绕组：一次绕组1N 、二次绕组2N 和去磁绕组3N 。在on T 时间内，T 导通，2D 导通，1D 、3D 截止，电源向负载传递能量，此时，磁通增量为11(/)(/)D on D S V N T V N DT ?Φ=?=?，输出电压为21/o D v N N V =?。

有源钳位正激电路的分析设计

有源箝位正激变换器电路分析设计 1.引言 有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。因此，它只适用于中小功率输出场合。单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用围。 单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应 用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt 大等。 为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变 了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而S. . . . . ..

S. 大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。 本文主要介绍Flyback 型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。 2. 有源箝位正激变换器电路的介绍 有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的Z VS工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。 有源钳位正激电路的原理图如下所示：

正激变换器工作原理

正激变换器 实际应用中，由于电压等级变换、安全、系统串并联等原因，开关电源的输入输出往往需要电气隔离。在基本的非隔离DC DC-变换器中加入变压器，就可以派生出带隔离变压器的DC DC-变换器。例如，单端正激变换器就是有BUCK变换器派生出来的。 一工作原理 1 单管正激变换器 单端正激变换器是由BUCK变换器派生而来的。图（a1）为BUCK 变换器的原理图，将开关管右边插入一个隔离变压器，就可以得到图（a2）的单端正激变换器 图（a1）BUCK变换器

图（a2）单端正激变换器 BUCK 变换器工作原理： 电路进入平恒以后，由电感单个周期内充放电量相等， 由电感周期内充放电平恒可以得到： ?==T dt L u T L U 001

即： 可得： 单端正激变换器的工作原理和和BUCK 相似。 其工作状态如图如图（a3）所示： 图（a3）单端正激变换器工作状态 开关管Q 闭合。如图所示，当开关管Q 闭合时的工作状态如图a4所示， ? ? =- -ON ON t T t o o i dt U dt U U 0 )(i i ON o o o i OFF o ON o i DU U T t U T D U DT U U t U t U U == -=-=-)1()()(

图（a4） 根据图中同名端所示，可以知道变压器副边也流过电流，D1导通，D2截止，电感电压为正，变压器副边的电流线性上升。在此期间，电感电压为： O I L U U N N u -= 1 2 开关管Q 截止。开关管截止时，变压器副边没有电流流过，副边电流经反并联二极管D2续流，在此期间，电感电压为负，电流线性下降: O L U U -= 在稳定时，和BUCK 电路一样，电感电压在一个周期内积分为零，因此： ()S O S I T D U DT U U N N ?-?=??? ? ??-1120 得： I O DU N N U 1 2= 由此可见，单端正激变换器电压增益与开关导通占空比成正比，

正激变换器及其控制电路的设计及仿真

正激变换器及其控制电路的设计及仿真 电气工程 张朋 13S053081

设计要求： 1、输入电压：100V（±20％）； 2、输出电压：12V； 3、输出电流：1A； 4、电压纹波：＜70mV（峰峰值）； 5、效率：η＞78％； 6、负载调整率：1％； 7、满载到半载,十分之一载到半载纹波＜200mV。 第一章绪论 1.课题研究意义： 对于大部分DC/DC变换器电路结构，其共同特点是输入和输出之间存在直接电连接，然而许多应用场合要求输入、输出之间实现电隔离，这时就可以在基本DC/DC变换电路中加入变压器，从而得到输入输出之间电隔离的DC/DC变换器。而正激变化器就实现了这种功能。 2.课题研究内容： 1、本文首先介绍了正激变换器电路中变比、最大占空比和最小占空比、电容、电感参数的计算方法，并进行了计算。 2、正激变换器的控制方式主要通过闭环实现。其中闭环方式又分为PID控制和fuzzy控制。本文分别针对开环、PID控制，fuzzy控制建立正激变换器的Matlab仿真模型，并进行仿真分析了，最后对得出的结果进行比较。 第二章：正激电路的参数计算 本章首先给出正激变换器的等值电路图，然后列出了正激变换器的四个主要参数的计算方法，并进行了计算。 1、正激变换器的等值电路图 图1 正激变换器等值电路图 2、参数计算 （1）变比n 根据设计要求，取占空比D=0.4，根据输入电压和输出电压之间的关系得到变比：

n= D U U out in ?=4.012 100 ?=3.3 （2） 最大、最小占空比 最大占空比D max 定义为 D max = ()n U U U in d out 1 min ? +， 式中U in(min) =100-20=80V ，U out =12V ，n=3.3，，U d 为整流二极管压降， 所以D max =0.495。 最小占空比D min 定义为 D min = ()n U U U in d out 1 max ? +， 式中U in(max) =120V ， 所以D min =0.333。 （3） 电容 电容的容量大小影响输出纹波电压和超调量的大小。取开关频率f=200KHZ ，则T=5×10-6 s ， 根据公式： C=ripple ripple V f I ??81 ， 式中取I ripple =0.2A ，V ripple =0.07mV ， 所以C=1.79μF 。为稳定纹波电压，放大电容至50μF 。 （4） 电感 可使用下列方程组计算电感值： U out =L ×dt di ， dt= f D m in 1-， 式中U out =12V ，di 取为0.2A ，D min =0.333, 所以L=0.334mH 。 第三章 正激变换器开环的Matlab 仿真 本章首先建立了正激变换器开环下的Matlab 仿真模型，然后对其进行了仿真分析。

双管正激变换器交错并联的方法比较

双管正激变换器交错并联的方法比较 摘要：从开关器件的电压应力来看，双管正激变换器较一般的正激变换器有更多的优点。本文提出了两种双正激变换器交错并联的方法，分析了两种电路的工作状态，比较了两种电路中输出滤波电感和电容中的电流脉动，对比了两种电路中各半导体器件的电流电压应力。最后通过仿真和实验证明了分析和比较的正 确性。 关键词：双管正激变换器移相并联开关应力 Comparison of Interleaving Methods of Two－transistor Forward Converter Abstract:Two methods of inte rleaving two－transistor forward converters are presented in this paper. Firstly, the operation stages are a nalyzed. Then the ripple currents in filter inductors and output capactiors in toth methods are discussed a nd compared. After that ,the current and voltage stresses of divices are investigated and compared as wel l.Finally, simulation and experiments are performed to verify the analysis and comparision. Keywords:Two －transistor forward converter Interleaving of converters Switching stress 1引言 双管正激变换器较单管正激变换器有很多优点，特别是在电压应力方面，因为变换器中每个功率器件只需承受电源电压，而在单管正激变换器中则要承受两倍的电源电压。而且同半桥或全桥变换器相比，它不存在桥臂直通的危险。因此双管正激变换器吸引了许多研究者的目光。在参考文献[1]中，作者提出了采用无损吸收的高效率双管正激变换器。在[2]和[3]中，两种零电压转换（ZVT）技术用于双管正激变换器。在[4]中，作者提出了一种可控变压器，用于增加双管正激变换器的效率。在[5]中，作者研究了多输出双管 正激变换反馈的模型。 为了增加变换器的输出功率，需要将两个双正激变换器并联运行。有两种方法实现两个双正激变换器的移相并联；一种是在输出电压侧并联（CPOC），另一种是在续流二极管侧并联（CPFD）。以前还没有 过关于两种方法比较的报道。 本文首先分析了两种并联方式的工作原理，然后分析和比较了两种方法中滤波电感和输出电容中的电流脉动，接着分析和比较了两种途径中各半导体器件的电流电压应力，最后用仿真和实验验证了前面的分 析和比较。 2工作状态分析 （1）两个双管正激变换器在输出电容侧并联 将两个双管正激变换器在输出电容侧并联如图1所示，其工作状态与单个双管正激变换器一样，图2 示出了这种并联方式的主要波形。 （2）两个双管正激变换器在续流二极管侧并联 两个双管正激变换器在续流二极管侧并联如图3所示。两变换器共用一个滤波电感和续流二极管，两 变换器在运行中移相180°。

有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法,有源钳位,正激变换器.

有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法，有源钳位，正激变换器，零电压软开关 1引言单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变 1引言 单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大，EMI问题难以处理。 为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。 然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。 2正激有源钳位变换器的工作原理 如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关Sa（带反并二极管）和储能电容Cs，以及谐振电容Cds1、Cds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。磁饱和电感Ls用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。开关S和Sa工作在互补状态。为了防止开关S和Sa共态导通，两开关的驱动信号间留有一定的死区时间。下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工作模式分别进行讨论。为了方便分析，假设：

基于UC3844的多路输出双管正激电源设计

第十七届全国电源技术年会论文集 基于ＵＣ３８４４的多路输出双管正激电源设计 石晓丽张代润黄念慈郑越四川大学电气信息学院（成都６１００６５） 摘要：介绍了一种基于ＵＣ３８４４集成芯片实现双管正激多路输出的电路，分析了电路的工作原理，并介绍了电路启动和控制设计方法，该控制方法简单，成本低，工作频率高，实用性强，同时设计了两种输出方案来满足不同需要，与一般的双管正激相比有较高的实用价值，实验证明效果良好。 叙词：双管正激多路输出开关电源 １引言 在中等容量的开关电源中，双管正激变换器有比较明显的 优势，它克服了单管正激变换器开关管电压应力过高的缺点，而 且不需要特殊变压器磁复位电路。更重要的是，与全桥变换器 和半桥变换器相比，其在结构上有抗桥臂直通的优点，因此已成 为应用最为普遍的电路拓扑结构。本文设计了一种采用 ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源。ＵＣ３８４４是一种电 流调制的ＰＷＭ控制器，实现电压电流双闭环控制，芯片内阻较 大（３０ｋ），启动电流小（小于ｌｍＡ），因此在高压输入时仍然可以 使用大电阻分压来进行启动，直接采用变压器输出端反馈，控制 电路简单，电路输出采用ＬＭ３５０调整电压精度。 ２变换器工作原理 本文设计的变换器输出功率２００Ｗ，工作频率５０ｋＨｚ，工作范围４００Ｖ～６００Ｖ，输出４路分别为２４Ｖ、±１２Ｖ和５Ｖ。 图ｌ是变换器的原理图，主电路是双管正激变换器，开关管Ｑ１和Ｑ２同时导通，能量通过高频变压器传输到输出侧，经整流输出给负载；开关管关断时，变压器能量通过续流二极管Ｄ。和Ｄ２回馈到输入端，变压器磁芯复位。 Ｑ和Ｑ采用功率Ｍ喽；Ｈ『ｒ作为功率开关管。开关管与瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）并联，可靠保护开关管。Ｒ３、Ｇ、ｂ构成高频变压器原边缓冲电路，用以限制开关管漏极因高频变压器的漏感而可能产生的尖峰电压，岛选用超快恢复二极管，恢复时间为７５ｎｓ。变压器原边的直流输入电压、原边绕组的感应电压以及由变压器的漏感而产生的尖峰电压，三者叠加在一起，其值可能超过Ｍ哽；既丌的额定电压，所以必须在开关管的ＤＳ极增加钳位电路和吸收电路，用以保护功率Ｍ瞪；Ｈ『ｒ不被损坏。Ｒ。、Ｒｚ、Ｃ１、聩与Ｒ、Ｒ５、ｃ３、Ｄ４构成了两个开关管的缓冲电路，Ｄ３和Ｄ４选用超快恢复管，其最大反向耐压值为７００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 输出部分采用半波加续流二极管整流，二极管选用超快恢复ＭＵＲ８２０，额定值为８Ａ／２００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 ３控制电路的设计 ＵＣ３８４４电流ＰＷＭ模式集成控制芯片广泛用于中小功率的１３（３－１３（３开关电源，ＵＣ３８４４内部主要由５．０Ｖ基准电压源、振荡器、降压器、电流检测比较器、ＰＷＭ锁存器、高增益Ｅ／Ａ误差放大器和用于驱动功率ＭＯＳＦＥＴ的大电流推挽输出电路等 图１由ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源 构成，启动／关闭电压阀值为１６ｖ／１０Ｖ，输出最大占空比为５０％，工作频率０～５００ｋＨｚ，驱动能力达士１Ａ。 Ｒ２ Ｒ４ 图２ＵＣ３８４４的典型外部接线图 ＵＣ３８４４典型外围电路如图２所示。ＵＣ３８４４的内阻大约３０ｋ，它的启动电压可以由主电路输入电压经过Ｒｔ、Ｒｚ、Ｒ。、Ｒ（芯片内阻）分压而得到，由图２可以知道，Ａ点电压的计算公式为： ＵＡ２ｉ孺Ｒｌ‰ ＵＣ３８４４的启动电压为１６Ｖ，式中Ｒ一３０ｋ，Ｒ２—２０ｋ，Ｒ４—４．７ｋ，可计算出，当Ｒ－一３００ｋ时，％一４００Ｖ电路开始工作。ＵＣ３８４４启动时电流不到ｌｍＡ，启动过程中电阻Ｒ－所消耗的功率大约为： Ｐｅａ＝ｒ×Ｒ１一（１０－３）２×３００×１０３—０．３Ｗ在双管正激变换器中，两开关管是同步的，因此采用变压器分两路来同时给开关管驱动信号，接线如图３所示。ＵＣ３８４４正 ?１８９?

有源钳位正激变化器的工作原理

第2章有源箝位正激变换器的工作原理 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。 (1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。 它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝

单管正激变换器参数确定

第二章 方案的确定 2.1 变换器的设计指标 2.1.1 正激变换器的设计指标 输入电压：DC41V ～DC51V 输出电压：DC12V 输出电流：5A 效率: η≥80% 电压调整率：Su ≤1.5% 负载调整率：S I ≤1.5% 2.1.2 辅助电源（反激）的设计指标 输入电压：DC41V ～DC51V 输出电压：DC17V 输出电流：0.5A 效率: η≥87% 第三章 正激电路设计 这里UC3844的振荡器选择R T =R 8=12k Ω,C T =C 19=1000PF ，则 KHZ C R f T T osc 15010100010128.18.112 3=???==- (3-1) 所以6脚的输出频率（驱动频率）为： KHZ f f osc 752 1== (3-2) 3.3 主电路设计 主电路的设计主要包括变压器、电感和MOS 管的设计。 3.3.1 主电路中变压器的设计 变压器是利用互感应实现能量或信号传输的器件。在开关电源主电路中，变压器用于输入输出之间隔离及电压变换。开关电源中使用磁性元件比较多，这其中包括作为开关电源核心的高频功率变压器、驱动变压器、电流互感器、低压辅助电源变压器以及各种滤波电感等，通常把这些统称为电子变压器，他们是电力电子电路中储能、转换以及隔离所必备的元件。磁性元器件在整个的开关电源中所占的比重很大，对于开关电源的质量、体积、成本以及效率都有很显著的影响，特别是高频功率变压器，它对于整个开关电源的性能更是有着举足轻重的影响

[16]。 高频变压器具有电压变化、电气隔离和能量传输三项主要功能，是开关电源 的核心部件，它的设计和计算也是最复杂的。在能量传输方面，高频变压器有两种方式:一是变压器传输方式，即加在一次绕组上的电压，在磁心中产生了磁通变化，使二次绕组产生感应电压，从而达到使能量从变压器的一次侧传输到二次侧的目的;另一种是电感器传输方式，即在一次绕组上施加电压，会产生励磁电流并且使磁心磁化，并将电能转变成磁能存储起来，而后通过去磁可以使二次绕组产生感应电压，从而达到将磁能变换为电能释放给负载的效果,下面就是变压器设计的过程[17]。 1.铁芯材料的选取 在设计高频变压器的时候，应当首先从选择磁心开始，然后再确定绕组的匝 数。在设计的过程中，需要了解与磁心相关的多种特性以及参数，并且需要进行多种参数的计算和校验。不同工作频率的变压器，可以选择不同磁性材料的铁芯和不同的铁芯规格。选择铁芯的材料和规格，除了根据变压器的工作频率和功率容量以外，还要考虑铁芯的损耗和温升，并在合理控制变压器体积的基础上，尽量降低其成本。目前广泛应用的磁性材料主要有硅钢片、铁氧体、非晶态合金、微晶合金和铁粉芯等。 铁氧体的电阻率可以做得很高，因此高频损耗小，工作频率高。另外铁氧体 工艺性能好，价格便宜，性价比高。比较适应十中小功率的脉冲变压器的设计。本次设计选用的是磁性材料是PC40，其Bs=0.39T ，Br=0.055T ，所以取T B B B r s 335.025.0=-<=?，满足条件。 2.AP 公式 在开关电源中，高频变压器的磁心尺寸的选择与其工作频率、输出功率、电 路结构以及绕组匝数等许多的因素都有关系，是整个高频变压器设计工作的难点。而在设计高频变压器的时候，面积乘积法是最为常用的方法，通常也简称AP 法。 由电磁感应定律得： dt NAedB dt d N dt d d di L E Vin t L =Φ====? (3-3) B Ae VinDT AedB Vindt Np ?== (3-4) 另外从窗口能否够用得： KpKuAw Np J I prms = (3-5) 其中J 为电流密度，prms I 为电流有效值，10<

1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计

1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计 正激变换器通常使用无气隙的磁芯，电感值较高，初次级绕组峰值电流较小，因而铜损较小，开关管峰值电流较低，开关损耗较小，其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用.下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法： 规格： 输入电压Vin=400V（一般在输入端会有CCM A PFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右） 输出电压Vout=12V 输出功率Pout=1200W 效率η=85% 开关频率Fs=68KHz 最大占空比Dmax=0.35 第一， 第一，选择磁芯的材质 选择高μ低损，高Bs材质，一般常采用TDK PC40或同等材，其相关参数如下： 因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB

得ΔB=390-55=335mT,但实际应用中由于温度效应和瞬变情况会引起Bs和Bs的变化，导致ΔB 的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc 选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T 第二，确定磁芯规格 根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*Fs*J*Ku) 其中: Aw为磁芯的铜窗口截面积（cm2），Ae为磁芯的有效截面积（cm2），Ps为变压器的视在功率（W），J为电流密度（A），Ku为铜窗口占用系数 对正激变换器，视在功率Ps=Pout/η+Pout 电流密度J根据不同的散热方式取值不同，一般采用300~600A/cm2,此处考虑到趋肤效应采用多股纱包线，取600A/cm2 铜窗口占用系数Ku取0.2 ΔB=0.20T，J=600A/cm2,Ku=0.2 代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*104]/(2*0.201*68*103*600*0.2)=7.962cm4 查磁芯规格书，选用磁芯ETD49,其相关参数如下： 第三，计算匝比、匝数 1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf) 其中Vf为输出二极管正向压降，取0.8V 得匝比N=（400*0.35）/(12+0.8)=10.9375, 取匝比N=11验算最大占空比Dmax， 最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.352 2. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae)

正激式变压器开关电源工作原理

正激式变压器开关电源工作原理 正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。 1-6-1．正激式变压器开关电源工作原理 所谓正激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。 图1-17是正激式变压器开关电源的简单工作原理图，图1-17中Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，D3是削反峰二极管，R 是负载电阻。 在图1-17中，需要特别注意的是开关变压器初、次级线圈的同名端。如果把开关变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反，图1-17就不再是正激式变压器开关电源了。 我们从（1-76）和（1-77）两式可知，改变控制开关K的占空比D，只能改变输出电压（图1-16-b中正半周）的平均值Ua ，而输出电压的幅值Up不变。因此，正激式变压器开关电源用于稳压电源，只能采用电压平均值输出方式。 图1-17中，储能滤波电感L和储能滤波电容C，还有续流二极管D2，就是电压平均值输出滤波电路。其工作原理与图1-2的串联式开关电源电压滤波输出电路完全相同，这里不再赘述。关于电压平均值输出滤波电路的详细工作原理，请参看“1-2．串联式开关电源”部分中的“串联式开关电源电压滤波输出电路”内容。 正激式变压器开关电源有一个最大的缺点，就是在控制开关K关断的瞬间开关电源变压器的初、次线圈绕组都会产生很高的反电动势，这个反电动势是由流过变压器初线圈绕组的励磁电流存储的磁能量产生的。因此，在图1-17中，为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关电源变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管D3。 反馈线圈N3绕组和削反峰二极管D3对于正激式变压器开关电源是十分必要的，一方面，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势通过二极管D3可以对反电动势进行限幅，并把限幅能量返回给电源，对电源进行充

有源钳位正激变化器的工作原理

第2章有源箝位正激变换器的 工作原理 令狐采学 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD 箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。

(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。 它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。

它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗； (2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的

双管正激同步整流变换器

本科毕业设计（论文） 双管正激同步整流变换器 *** 燕山大学 2012年6月

本科毕业设计（论文） 双管正激同步整流变换器 学院（系）：里仁学院 专业：08应电2班 学生姓名：*** 学号：*** 指导教师：*** 答辩日期：2012/6/17

燕山大学毕业设计（论文）任务书学院：系级教学单位： 学号*** 学生 姓名 *** 专业 班级 08应电2班 题目题目名称推挽正激式DC-DC变换器的设计 题目性质 1.理工类：工程设计（√ ）；工程技术实验研究型（）； 理论研究型（）；计算机软件型（）；综合型（） 2.管理类（）； 3.外语类（）； 4.艺术类（） 题目类型 1.毕业设计（√ ） 2.论文（） 题目来源科研课题（）生产实际（）自选题目（√） 主要内容随着电源技术的发展，低电压、大电流的变换器因其技术含量高，应用广，越来越受到人们重视。在开关电源中，正激式和反激式有电路拓扑结构简单，输入输出电气隔离等优点，广泛应用于中小功率电源变换场合。与正、反激式相比，推挽式变换器变压器利用率高，输出功率较大，基本不存在励磁不平衡的现象。因此，一般认为推挽式变换器适用于低压，大电流，功率较大的场合。应用SG3525设计一套用于正激电路的低压大电流变换器及其控制系统，并通过Pspice仿真验证其闭环控制性能。 基本要求1. 了解正激变换器的基本原理，建立推挽正激式低压大电流DC-DC变换器的Pspice仿真模型； 2. 基于SG3525的特性设计PI控制闭环系统，给出控制参数的设计过程； 3. 仿真验证控制系统的性能。 参考资料1. 基于SG3525控制的双管正激变换器 2. SG2525A-REGULA TING PULSE WIDTH MODULA TORS 3. 脉宽调制电路SG3525AN原理与应用 4. SG3525在开关电源中的应用 周次第～周第～周第～周第～周第～周 应完成的内容查阅资料、 分析原理 建立正激式 DC-DC变换器的 Pspice仿真模型 闭环控制参 数的设计与 整定； 仿真验证；撰写论文 准备答辩 指导教师： 职称：年月日系级教学单位审批： 年月日

有源钳位正激变化器的工作原理

第2章有源箝位正激变换器得工作原理 2、１有源箝位正激变换器拓扑得选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点,因而被广泛应用在中小功率变换场合。但就是它有一个固有缺点:在主开关管关断期间,必须附加一个复位电路，以实现高频变压器得磁复位，防止变压器磁芯饱与[３6］.传统得磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损得LCD箝位技术以及ＲＣD箝位技术.这三种复位技术虽然都有一定得优点,但就是同时也存在一些缺陷[3７-3９］。 (１)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器得优点就是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网. 它存在得缺点就是:第三复位绕组使得变压器得设计与制作比较复杂;变压器磁芯不就是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受得电压应力很大。 （2）RCD箝位技术采用ＲCＤ箝位技术正激变换器得优点就是电路结构比较简单,成本低廉. 它存在得缺点就是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中,因而效率较低；磁芯不就是双向对称磁化,磁芯利用率较低。 （3) LCD箝位技术采用无损得LCＤ箝位技术正激变换器得优点就是磁场能量能够全部回馈给电网,效率较高。 它存在得缺点就是：在磁复位过程中,箝位网络得谐振电流峰值较大,增加了开关管得电流应力与通态损耗，因而效率较低；磁芯不就是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器就是在传统得正激式变换器得基础上,增加了由箝位电容与箝位开关管串联构成得有源箝位支路,虽然与传统得磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器得成本，但就是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： （1)有源箝位正激变换器得占空比可以大于0、5，使得变压器得原副边

轻载下的正激同步整流变换器分析_百度文库.

摘要：同步整流技术的广泛应用促进了低电压大电流技术的发展，但是，使用同步整流技术会造成开关电源在轻载情况下的低效率问题。以正激式同步整流变换器为例，从电感电流连续和断续两种状态，分析了轻载工况下的工作情况。 关键词：同步整流；CCM；DCM；环路电流；振铃 O 引言 随着计算机、通讯和网络技术的迅猛发展，低压大电流DC/DC变换器成为目前一个重要的研究课题。传统的二极管或肖特基二极管整流方式，由于正向导通压降大，整流损耗成为变换器的主要损耗。功率MOSFET导通电阻低、开关时间短、输入阻抗高，成为低压大电流功率变换器首选的整流器件。根据MOSFET的控制特点，应运而生了同步整流(Synchronous rectification，SR这一新型的整流技术。 1 同步整流正激变换器 图l给出的是一种电压自驱动同步整流正激变换器，图l中两个与变压器耦合的分离辅助绕组N4、N5用来分别驱动两个同步整流管S201、S202。当主开关管导通时，变压器副边绕组上正下负，S201栅极电压为高，导通整流；主开关管截止时，副边绕组下正上负，续流S202 栅极为高，导通续流。 正激变换器中，同步整流S201的运行情况与变压器磁复位方式有关。如果采用如图1所示的辅助绕组复位电路，在复位结束过程之后，变压器电压保持为零的死区时间内，输出电流流经续流同步整流管S202，但是S202栅极无驱动电压，所以输出电流必须流经S202的体二极管。M0SFET体二极管的正向导通电压高，反向恢复特性差，导通损耗非常大，这就使采用MOSFET整流的优势大打折扣，为了解决这一问题，较为简单的做法是在S202的漏极和源极之间并联一个肖特基二极管D201，在S202截止的时间内，代替S202的体二极管续流，这 一方法增加的元件不多，线路简单，也很实用。 为了优化驱动波形，可以采用分离的辅助绕组来分别驱动两个同步整流管，比起传统的副边绕组直接驱动的同步整流变换器来说，这种驱动方式无工作电流通过驱动绕组，因此不需要建立输出电流的时间，MOSFET能够迅速开通，开通时的死区时间即体二极管导通的时间减少了一半。另一方面驱动电压不只局限于副边电压，可以通过调整辅助线圈来得到合适的驱动电压。 2 轻载条件下的同步整流 对于正激变换器，在主开关管截止的时间里，输出电流是靠输出储能电感里的能量维持的，因此变换器有两种可能的运行情况：电感电流连续模式(CCM，continuous current mode和电感电流断续模式(DCM，discontinuous current mode。

有源钳位正激电源变换器的工作原理及优势

有源箝位正激电源变换器的工作原理及优势 — Bob Bell, 美国国家半导体公司电源应用工程师 对设计人员来说，有源箝位正激变换器有很多优点，现在正得到广泛应用。采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用（50W 至 500 W范围）的出色选择。虽然正激结构的普及有各种各样的原因，但设计者主要青睐的是它的简捷、性能和效率。 正激变换器来源于降压结构。两者之间的主要区别是：正激结构变压器的输入地和输出地之间是绝缘的，另外它还有降压或升压功能。正激结构中的变压器不会象在对称结构（如推挽、半桥和全桥）中那样，在每个开关周期内进行自复位。正激功率变换器中使用了一些不同的复位机制，它们各有自己的优点和挑战。对设计者而言，有源箝位正激变换器具有诸多的优点，因此现在这个拓扑被广泛应用。 图1： 降压和前向拓扑结构 图 1 显示了 降压 和正激转换器之间的相似之处。注意两种变换功能的唯一区别是在正激变换功能中，匝数比(Ns/Np)这一名词所包含的内容。Ns 和 Np 分别为次级匝数和初级匝数，均绕在变压器磁芯上。图 2 显示了一个变压器模型，其中包括与初级绕组并联的“励磁电感”（Lm）。这个励磁电感可以在次级绕组开路状态下在初级端子处测量。励磁电感中的电流与磁芯中的磁通密度成正比。确定尺寸的某种磁芯只能支持到某个磁通密度，然后磁芯就会进入饱和。当磁芯饱和时，电感量会急剧下降。变压器模型中另外一个部分是与初级绕组串联的“漏感”（LL）。漏感

可以在次级绕组短路情况下在初级端子处测量。这一名称表示杂散的初级电感，它不会耦合到次级。 图2 转换模式 有源箝位电路的工作 图3a 图3b

50W 谐振复位正激变换器设计

电力电子应用课程设计 班级电气3113 学号 1111221129 姓名姜飞虎 专业电气工程及其自动化 系别电气工程系 指导教师陈万丁卫红 淮阴工学院 电气工程系 2014年6月

前言 电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～75Vdc)，输出5Vdc/10A的正激变换器的高频开关电源变压器。 一、设计目的 通过本项目分析设计，加深学生对单管直流/直流变换电路的理解，掌握一般小功率DC/DC变换器主电路工作原理及相应控制方法，熟悉正激变换器中变压器复位的基本原理及相应的复位方式，熟悉开关电源中的磁性元件的设计方法；输入：36～75Vdc，输出：5Vdc/10A 二、设计任务 1、分析谐振复位正激电路工作原理，深入分析功率电路中各点的电压波形和各支路的电流波形； 2、根据输入输出的参数指标，计算功率电路的关键器件电压电流等级，并选取实际功率器件，设计正激变换器中脉冲变压器，包括原副边绕组匝数计算，导线选取，磁芯选择等。 3、焊接电路板，并调试。 三、总体设计 3.1开关电源的发展 开关电源被誉为高效节能电源，代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。 开关电源分为DC/DC和AC/DC两大类。前者输出质量较高的直流电，后者输出质量较高的交流电。开关电源的核心是电力电子变换器。按转换电能的种类，可分为直流-直流变换器（DC/DC变换器），是将一种直流电能转换成另一种或多

(完整)高效单端正激DCDC变换器.

高效单端正激DC/DC变换器 高效单端正激DC/DC变换器 类别：电源技术 作者：西安交通大学王 鹤杨宏（西安710049）来源：《电源技术应用》 摘要：介绍一种特殊的单端正激DC/DC变换器，该变换器具有较高的功率传输效率和较大的功率输出。 关键词：单端正激变换器 高效 1 引言 DC/DC变换器广泛应用于通信、计算机及汽车等领域，近年来DC/DC 变换器技术有了很大的发展，重点是研究高效、高功率输出、结构简单和价廉的变换器。 本文介绍一种特殊的单端正激200W48V/24V变换器，由于电路的特殊结构，该变换器具有稳定性好、效率高、功率密度高等优点。 2 电路设计 该DC/DC变换器的控制电路选用TL494，它是一种性能优良、功能齐全的集成控制器，功能框图如图1所示，主要管脚功能如下： 12脚：接电源正端，电压范围7V～40V。 7脚：公共负端。 14脚：输出5V基准电压。 6脚：外接定时电阻RT，常取数kΩ以上。 5脚：外接定时电容CT，产生锯齿波电压送比较器和死区时间比较器，振荡频率为 f=1/RTCT 4脚：死区时间控制，输入直流电压（0～4）V，控制TL494输出脉冲的占空比=0.45～0，在此基础上，占空比还受反馈信号控制，4脚还常用作软起动控制端，使输出脉冲宽度由0逐渐达到设计值。

13脚：输出方式控制，当U13=0时，用于驱动单端电路。 TL494的内部包含两个相同的误差放大器，它们的输出端经二极管隔离后送至比较器的同相端，与反相端的锯齿电压相比较，并决定输出电压的宽度，调宽过程可由3脚上的电压来控制，也可分别经误差放大器进行控制。两个放大器独立使用，用于反馈电压和过流保护，3脚接RC网络，提高整个电路的稳定性。完整电路原理如图2所示。 输出电压UO经R1和R2分压后加到1脚，当UO变化时，误差放大器1的输出电压随之改变，即与锯齿波电压的比较电平发生改变，比较器输出的脉冲宽度改变，通过TL494输出的驱动脉冲改变开关管的导通时间，从而实现调宽稳压的目的。基准电压（14脚）另一路通过R9和R10分压后加到误差放大器的反相端15脚，同相端16脚接过流保护电阻R12的一端，当输出电流超过20A时，误差放大器2输出高电平，随之使开关管的导通时间变短，关断输出。 另外，为了提高整个电路的功率传输效率，该单端正激变换器未采用加去磁绕组的方案，去磁由接到变压器T次级电路的二极管、电容来完成。在设计时应精确计算电容的取值，确保磁通复位，二极管选用超快速恢复型，同时为防止变压器磁通饱和，在次级电路中采用直流隔离电容C8。磁性材料选用日本TDK公司的PC40。 3 实验结果 在实验过程中，进行了多次严酷环境下的老化实验，结果表明，该设计方案是可靠的，变换器的各项参数如下： 输入电压：（40～60）V； 输入电流：5A（满载时）； 输出电压：24V； 电压调整率：0.02％(40～60)V输入时； 额定输出功率：200W； 峰值功率：400W； 效率：92％。 4 结语 该设计方案采用了独特的正激拓朴结构，从原理上提高了DC/DC变换器的效率，经过长时间的老化和各种恶劣环境下的实验，证明该设计方案是可行的。