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MOSFET

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目录

摘要--------------------------------------------------------------I Abstract----------------------------------------------------------II 引言--------------------------------------------------------------2

第一章

1.1 D类音频功率放大器的应用---------------------------------------3 1.2 D类音频功率放大器的特点---------------------------------------3 1.

2.1特征-------------------------------------------------------4 1.3 D类功放中MOSFET的选择----------------------------------------4 1.

3.1 MOSFET中的功率损耗----------------------------------------4 1.4 半桥和全桥结构拓扑的对比--------------------------------------5 1.5 失真和噪音产生------------------------------------------------5 1.6 防止直通------------------------------------------------------6 1.7 关于电源吸收能量----------------------------------------------6 1.8对EMI(电磁辐射)的考虑-----------------------------------------7 1.9 D类功放中MOSFET选择的其他考虑-------------------------------7 1.10 总体的设计思路-----------------------------------------------7 1.11方案论证与比较-----------------------------------------------7

第二章

2.1 D类功率放大器的选择-------------------------------------------7 2.2 脉宽调制器----------------------------------------------------8 2.3 高速开关电路--------------------------------------------------8 2.

3.1 输出方式--------------------------------------------------8 2.3.2 开关管的选择----------------------------------------------9 2.3.3滤波器的选择----------------------------------------------9 2.4 电路的组成----------------------------------------------------10 2.

4.1各模块的工作原理------------------------------------------10 2.4.2 D类音频功率放大器各部分电路分析与计算--------------------13 参考文献----------------------------------------------------------16 结论------------------------------------------------------------17 致谢------------------------------------------------------------18 附录------------------------------------------------------------19

引言

功率放大器广泛地应用于多种现代设备当中。通常放大器能将低功率的输入信号转换放大为几瓦或更高功率的信号输出,理想情况下,输入信号波形应该没有任何改变地被复制放大。

在D类音频功率放大器中,功率器件不是工作在线性区内,在没有输入信号时,加在MOSFET晶体管栅极上的偏压远超过载止点;加在栅极上的电压是脉冲宽度调制信号,只有高电平和低电平两个状态,所以MOSFET晶体管只有导通和截止两个工作状态。D类功率放大器消耗的功率来自两个方面,一个是MOSFET晶体管在导通状态时的导通电阻所消耗的功率,另一个是晶体管从导通状态转变为截止状态或者从截止转变成导通状态的开关过程所消耗的功率。D类音频功率放大器是一种数字功放,它多采用将输入信号的振幅变化为时域率化的脉宽(PWM方式)。

D类功率放大器在本世纪四十年代和五十年代便已经出现。最初,D类功率放大器在伺服系统中用来推动直流伺服电动机、电液伺服阀动作元件。在七十年代,设计人员开始把D类功率放大器用在音响系统。现在,德州仪器公司、ST微电子等公司先后推出音频D 类功率放大器集成电路。由于D类功率放大器是利用场效应管或者双极功率晶体管只有通关两种状态。

第一章

1.1 D类音频功率放大器的应用

D类放大器与上述放大器不同,其工作原理基于开关晶体管,可在极短的时间内完全导通或完全截止。两只晶体管不会在同一时刻导通,因此产生的热量很少。这种类型的放大器效率极高(95%左右),在理想情况下可达100%,而相比之下AB类放大器仅能达到78.5%。不过另一方面,开关工作模式也增加了输出信号的失真。

D类放大器的高效率使之非常适用于膝上电脑和

MP3播放器等便携设备。D类放大器并非刚刚出现,但近来半导体器件技术的进展引发了人们开发D类放大器的热情。本文讨论了一种D类音频放大器的基本设计,利用PSpice 对电路进行了仿真。作为设计过程的一部分,对该放大器的理论工作过程进行了分析,并对其进行了实验室物理测试。通过对比仿真和实验结果给出了一些值得关注的结论。

本文设计了一个能为8Ω扬声器提供5V输出的放大器,输出功率为2W。理论上,该放大器应该可以通过所有音频带宽内(20Hz至20kHz)的信号,在所有频率上增益保持不变,同时总谐波失真不超过1%。

1.2 D类音频功率放大器的特点:

D类放大器,其特点是断续地转换器件的开通,其频率超过音频,可控制信号的占空比以使它的平均值能代表音频信号的瞬时电平,这种情况被称为脉宽调制(PWM),其效率在理论上来说是很高的。但是,实际困难还是非常大的,因为200kHz的高功率方波是不是好的出发点尚不清楚;从失真的角度来看,为保证采样频率的有效性,必须将一个陡峭截止频率的低通滤波器插入放大器与扬声器之间,以消除绝大部分的射频成分,这至少需要4个电感(考虑立体声),成本自然不会低。此外,表现在频响方面,它只能对某一特定负载阻抗保证平坦的频率响应。

D类音频功率放大器最主要的特点是效率高,表1将其与A类、AB类模拟放大器的率效其它技术特性进行了比较。从表中可以看出,D类音频功率放大器较之其它类型的放大器有大幅度的提高。因而,对于较小功率的放大器,即可省却用于输出顺件驱散热量的散热片。

D类音频功率放大器的结构框图构成:

D类音频功率放大器的框图

1.2.1特征

目前有很多种不同种类的功放,如。A类、B类、AB类等.但D类功放与其不同的是基本是一个开关功放或者是脉宽调制功放。为此,主要将对这类D类功放作以说明。

在这种D类功放中,器件要么完全导通,要么完全关闭,大幅度减少了输出器件的功耗。效率达90-95%都是可能的。音频信号是用来调制PWM载波信号,其载波信号可以驱动输出器件,用最后的低通滤波器去除高频PWM载波频率。

1.3 D类功放中MOSFET的选择

在功放中要达到高性能的关键因素是功率桥电路中的开关。在开关过程中产生的功率损耗、死区时间和电压、电流瞬时毛刺等都应该尽可能的最小化来改善功放的性能。因此,在这种功放中开关要做到低的电压降,快速的开关时间和低杂散电感。

由于MOSFET开关速度很快,对于这种功放它是你最好的选择。它是一个多数载流子器件,相对于IGBT和BJT它的开关时间比较快,因而在功放中有比较好的效率和线性度。

而MOSFET的选择是基于功放规格而定。因而,在选择器件以前要知道:输出功率和负载阻抗(如100W 8Ω),功率电路拓扑(如半桥梁或全桥),调制度(如89%—90%)。

1.3.1 MOSFET中的功率损耗

功率开关中的损失在AB线性功放和D类功放之间是截然不同的。首先看一下在线性AB功放中的损耗,其损耗可以定义如下:

K是母线电压与输出电压的比率。

对于线性功放功率器件损耗,可以简化成下面的公式:

需要说明的是AB功放功率损耗与输出器件参数无关。

D类功放的损失,在输出器件中的全部损耗如下:

Ptotal=Psw+Pcond+Pgd

Psw是开关损耗

Pcond是导通损耗,

Pgd是栅极驱动损耗

从上式可看于D类功放的输出损耗是根据器件的参数来定的,即基于Qg(栅极电荷),Rds(on)(静态漏源通态电阻),Coss(MOSFET的输出电容)和tf(MOSFET下降时间),所以减少D类功放损耗应有效选择器件,

1.4 半桥和全桥结构拓扑的对比

和普通的AB类功放相似,D类功放可以归类成两种拓扑,分别是半桥和全桥结构。每种拓扑都各有利弊。简而言之,半桥简单,而全桥在音频性能上更好一些,全桥拓扑需要两个半桥功放,这样,就需要更多的元器件。尽管如此,桥拓扑的固有差分输出结构可以消除谐波失真和直流偏置,就像在AB功放中一样。一个全桥拓扑允许用更好的PWM调制方案,比如量化几乎没有错误的三水平PWM方案。

在半桥拓扑中,电源面临从功放返回来的能量而导致严重的母线电压波动,特别是当功放输出低频信号到负载时。能量回流到电源是D类功放的一个基本特性。在全桥中的一个臂倾向于消耗另一个臂的能量。所以就没有可以回流的能量

1.5 失真和噪音产生:

一个理想的D类功放没有失真,在可听波段没有噪音且效率足100%。然而,实际的D类功放并不完美并且会有失真和噪音。其不完美是由于D类功放产生的失真开关波形造成的。原因是:

*从调制器到开关级由于分辨率限制和时间抖动而导致的PWM信号中的非线性。

*加在栅极驱动上的时间误差,如死区时间,开通关断时间,上升下降时间。

*开关器件上的不必要特征,比如限定电阻,限定开关速度或体二极管特征。

*杂散参数导致过度边缘的震荡。

*由于限定的输出电阻和通过直流母线的能量的反作用而引起得电源电压波动

*输出LPF中的非线性。

一般来讲,在栅极信号中的开关时间误差是导致非线性的主要原因。特别是死区时间

严重影响了D类功放的线性。几十纳秒少量的死区时间很容易就产生1%以上的THD(总谐波失真)。

D类输出级中的工作模式可以根据输出波形如何跟随输入时间可归类成三个不同的区域。在这三个不同的工作区,输出波形跟随高低端输入信号的不同边缘而变化的。

第一个操作区,电流比电感器波纹电流还大时,输出电流就从D类功放流向负载。高端器件在低端器件开通之前关断,输出节点就会被转到负母线。这个过程与低端器件开通时间无关,它是通过从解调电感的换向电流自动造成的。因此输出波形与嵌入到低端器件开通前的死区时间无关。因此PWM波形只被嵌入到高端栅极信号的死区短路了,而造成所希望的输入占空比的轻微电压增益降低。

有个相似的情况发生在负工作区,输出电流从加载流向D类功放。电流高于电感波纹电流。在这种情况下,输出波形的时间并没有受嵌入高端开通沿的死区时间的影响,而总是允许低端输入时间。因此,PWM波形只被嵌入到低端器件栅极信号的死区时间短路。

在以前描述的两个操作模式中存在一个区域,在这个区域中输出时间与死区时间是独立的。当输出电流小于电感波纹电流时,输出时间跟随每个输入的关断沿。因为在这个区域,是ZVS(零电压开关)操作状态因此在中间区域就不会有失真。

当输出电流随着音频输入信号的不同而变化时,D类功放将改变它的操作区,这样每个都会有细小的不同增益。在音频信号的周期中的这三个不同区域增议会歪曲输出波形。

1.6 防止直通:

尽管如此,一个狭窄的死区时间在大量生产中是很危险的。因为一旦高低端晶体管被同时打开,那么直流母线的电压就会被晶体管短路,大量的直通电流将开始流动,这便会导致器件损坏。应该注意到有效的死区时间对每个功放是不同的,与元件参数和芯片温度有关。对于一个D类功放的可靠设计来讲确保死区时间总是正的而决不是负的来防止晶体管进入直通,这是非常重要的。

1.7 关于电源吸收能量

另外一个在D类功放中引起明显降额的原因是母线充电,当半桥拓扑在给负载输出低频时可以看到。要时刻记住,D类功放的增益与母线电压直接成比例关系。因此,母线电压波动产生失真,而D类功放中的电流流动是双向的,则就存在了从功放返回到电源时期。大量流回到电源的能量来自于输出LPF的电感存储的能量。通常,电源没有办法吸收从负载回流过来的能量。因此,母线电压上升,造成电压波动。母线电压上升并不是发生在全桥拓扑上,因为从开关桥臂同储到由源的能源熔会在另一个桥臂消耗掉。

1.8对EMI(电磁辐射)的考虑

在D功放设计中的EMI(电磁辐射)是很麻烦的,像在其他开关应用中一样。EMI的主要来源之一是来自从高到低流动的MOSFET体二极管的反向恢复电荷,和电流直通很相象。在嵌入到阻止直通电流的死区过程中,在输出LPF中的电感电流打开体二极管。在下一个阶段中,当另外一端的MOSFET在死区末打开时,体晶体管保持导通状态,除非储存的大量少数载波被完全复合。这个反向的恢复电流趋向于形成一个很尖的形状,和由于PCB板和封装杂散电感因起步希望的震荡。因此,PCB布线设计对减小EMI和系统可靠性至关重要的。

1.9 D类功放中MOSFET选择的其他考虑

*选择合适的封装和结构

*功放的THD、EMI和效率,还受FET的体二极管影响。缩短体二极管恢复时间(工R 的并联肖特基二级管的FET);降低反向恢复电流和电荷,能改善THD;EMI和效率。

*FET结壳热阻要尽可能小,以保证结温低于限制。

*保证较好可靠性和低的成本条件下,工作在最大结温.用绝缘包封的器件是直接安装还是用裸底板结构垫绝缘材料,依赖于它的成本和尺寸。

总之,如果我们在选择器件时很谨慎,并且考虑到精细的设计布线,因为杂散参数有很大的影响,那么目前高效D类功放可以提供和传统的AB类功放类似的性能。半导体技术不断创新使得效率提高,功率密度增加和较好的音响效果,增加了D类功放的运用。

1.10 总体的设计思路

根据要求,经过认真的考虑,采用改进的PWM方法实现D类功率大器,力求提高放大器的效率;在放大器的输出级采用适合的接法,解决低压电源功率过大的要求。

1.11方案论证与比较

根据设计任务的要求,本系统的组成框图如所示,下面对框图内电路的设计方案分别进行论证与比较。

高效率D类功率放大器实现电路的选择本题是功率放大器的设计,采用何种电路形式以达到题目要求的性能指标,这个是完成题目的关键。

第二章

2.1 D类功率放大器的选择

方案一:D类放大器由调制器、放大器和低通滤波器组成。有专用的D类功率放大器的芯片如HIP4080等,但不符合题目要求。

方案二:第一类D类放大器,将方案一中的PWM调制芯片由运算放大器组成的比较器来实现。即将三角波脉冲和正弦波送入比较器的反相端和同相端,比较在的输出端将产生一串方波泳冲序列。当三角波幅度大于正弦波幅度部分时变换电路输出为低电平;当三角波幅度小于正弦波幅度时,变换器输出为高电平。这样即将输入的正弦信号变换为宽度随正弦信号幅度变化的PWM调制波。此方案只要调制频率高,输出波形的锯齿小,通过滤波后就更加接近原形,同时可以用低数值、小体积和精度要求相对差一些的电感和电容来制成滤波器。

方案三:第二害放大器,是将正弦波信号和调制三角波信号进行相应的偏置,再进行比较。

经比较,方案三满足本题设计的要求,所以采用此方案。

2.2 脉宽调制器

方案一:可选用专用的脉宽调制集成电路,但通常有电源电压的限制,不利于本设计发挥部分的实现。

方案二:采用图1所示来实现。三角波产生器及比较器分别采用通用集成电路,各部分的功能清晰,实现灵活,便于调试。若合理的先择器件参数,可使其能在较低的电压下工作,故先用此方案

2.3 高速开关电路

图1

2.3.1 输出方式

方案一:选用推挽单端输出方式图2所示。电路输出载波峰—峰值不可超过5V电源电压,最大输出功率远达不到题目的基本要求。

方案二:选用H桥式输出方式(电路如图4—1—4所示)。此方式可充分利用电源电压,浮动输出载波的峰—峰值可达10V,有效地提高了输出功率,且能达到题目所有指标的要求,故选用此输出电路形式。

图2

2.3.2 开关管的选择

为提高功率放大器的效率和输出功率,开关管的选择非常重要,对它的要求是高速、低导通电阻、低损耗。

方案一:选用晶体三极管、IGBT管。晶体三极管需要较大的驱动电流,并存在储存时间,开关特性不够好,使整个功放的静态损耗及开关过程中的损耗校大;IGBT管的最大缺点是导通压降大。

方案二:选用VMOSFET管。VMOSFET管具有较小的驱动电流、低导通电阻及良好的开关特性,故选用高速VMOSFET管。

2.3.3滤波器的选择

方案一:采用两个相同的二阶Butterworh低通滤波器。缺点是负载上的高频载波电压得不到充分衰减。

方案二:采用两个相同的四阶Butterworth低通滤波器,在保证20KHZ频带的前提下使负载上的高频载波电压进一频得到衰减。所以采用两个相同的四阶Butterworth低通滤波器。

2.4 电路的组成

D 类音频功率放大器它由前置放大器、锯齿波发生器、PWM 控制器、H 型桥式放大器(功放级)、低通滤波器及扬声器等五个模块所组成。

2.4.1各模块的工作原理

前置放大器:前置功率放大器如图3所示。CIN 为输入偶合电容、确定放大器的增益的输入电阻RIN 及反馈电阻RF 及内部提供的共模电压VCM 组成。这部分与一般的音电源前置放大器不同之处是其共模电压不是1/2VCC ,而是VCM <1/2VCC 。

锯齿波发生器:锯齿波发生器的频率FOSC 按经验要比音频频率高10倍,其幅值为2VCM ,一般锯齿波频率为125KHZ ——1MHZ 。另外,FOSC 与功放的效率与总谐波失真率(THD )有关。FOSC 越低,效率越高,THD 越低,并且滤波的元件尺寸越大。经综合考虑FOSC 取200KHZ ——300KHZ 为好。

PWM 控制器:PWM 控制器实际上是一个电压比较器,如图4所示。它的同相端输入前置放大器的输出信号电压,它的反相端输入锯齿波发生器产生的电压。这两个电压经比较后,输出与音频信号幅值成正比的变化的脉宽信号。在A 点以前,音频信号电压大于锯齿波电压,比较器输出高电平(接近VCC 电压);在A 点以后,B 点以前,锯齿波的电压高于音频信号电压,则比较器输出低电平。在B 点以后,C 点以前,音频信号电压又高于锯齿波电压,则比较器输出高电平。这样,由比较器输出脉冲宽度与音频电压信号幅值成正比的PWM 信号。

将音频信号电压、锯齿波电压及比较器输出的PWM 信号画在一起。即可以看出:锯齿波的电压幅值是2VCM ;输出的脉冲宽度与音频信号电压的幅值成正比。音频信号电压为0时,输出脉冲占空比为100%;输出脉冲的频率等于锯齿波的频率FOSC 。

Vcm

音频输入

VO

前置放大器

0V

图4

H型桥式功率放大器:H型桥式功率放大器电路。它由两个P沟道功率MOSFET、反相器及接在OUT+及OUT—端的负载RL组成。四个MOSFET管及负载连接成“H”的字样,所以称为H型桥式功放。

放大器的输入信号由PWM控制器的输出信号分两路提供;一路直接接在基端输入端;另一路经反相器后接在右端输入端。两个输入端的相位总是相反的。左端输入的是正脉宽的负脉冲。

此功放的工作原理如下:左端输入正脉冲,则右端输入负脉冲(其脉冲宽度相同)。左边的P沟道MOSFET载止,N沟道MOSFET导通;与此同时右边的P沟道MOSFET导通,N 沟道MOSFET载止。如果把MOSFET看作开关,则可画成图6的状态。电流从VPCC流经RL 后流入PGND,电流方向从扬声器右边流向左边;当左端输入负脉冲时,则右端输入正脉冲,电流方向从扬声器左边

流向右边。由于负载电阻阻抗很小,一般为4~8Ω,所以流过RL的电流很大。

H桥式功率放大器的损耗小,主要是MOSFET的导通电阻及输出纹波电流。线性功率放大器的效率一般在50%以下(A类放大器),而D类放大器效率可达75%~90%(与负载阻抗大小有关,负载阻抗大时效率高一些)。

H型桥式功放输出中有高频成份,因此在接负载时需要一个低通滤波器,将PWM开关频率滤掉,在RL上则是音频输出。

图5

VPCC

LL

PG ND

图6

输出低通滤波器:在H桥功率放大器及负载之间加一个低通滤波器是必须的。如果没有低通滤波器,在负载上的纹波电流会显著地降低效率,并且会干扰其它电子设备。

一种简单的LC低通滤波器如图7所示。在负载阻抗为4Ω时,L1=L2=15μH,C1=C2=2Μf。负载阻抗增大时,C1、C2可适当减小。

L1

L2

C1

C2

RL 图7

2.4.2 D类音频功率放大器各部分电路分析与计算

脉宽调制器

三角波产生电路。此电路我们采用满幅运放TLC4502及高速精密电压比较器LM311来实现。TC4502不仅具有较宽的频带宽度,而且可以在较低的电压下满幅输出,既保证能产生线性良好的三角波,而且可达到发挥部分对功放在低电压下正常工作的要求。

K

载波频率的选定既要考虑抽样定理,又要考虑电路的实现,选择150KHZ的载波,使用四阶Butterworth LC滤波器,输出端对载频的衰减大于60dB,能满足设计题目的要求,所以我们选用频率为150KHZ。

电路参数的计算:在5V单电源供电下,将运放5脚和比较器3脚电位用R8调整为2.5V,同时设定输出的对称的三角波幅度为1V(V P-P=2V).若选定R10为100KΩ,忽略比较器高电平时R11上的压降,则R9的求解过程如下:

(5—2.5)/100=1/R9,R9=100/2.5=40KΩ

取R9=39KΩ.

选定工作频率为F=150KHZ,并设定R7+R6=20KΩ,则电容C3的计算过程如下:

对电容的恒流充电或放电电流为

I=(5-2.5)/(R7+R6)=2.5/(R7+R6)

则电容两端电大电压值为

V C4=1/C4∫T10=Idt=2.5T1/C4(r7+r6)

其中T1为半周期,T1=T/2=1/2F。V C4的最大值为2V,则

2=2.5/C4(R7+R6)2F

C4=2.5/(R7+R6)4F=2.5/20*103*4*150*103≈208.3Pf

取C为220PF,R6采用20KΩ可调电位器。使振荡F在150KHZ左右有较大的调整范围。

前置放大器

电路如附录所示.设置前置放大器,可使整个功放的增益从1—20连续可调,而且也保证了比较器精度。当功放输出的最大不失真功率为1W时,其8Ω上的电压VP-P=8V,此时送给比较器音频信号的VP-P值应为2V,则功放的最大增益约为4。因此必须对输入的音频信号进行前置放大,其增益应大于5。前放仍采用宽频带、低漂移、满幅运放TLC4502,组成增益可调的同相宽带放大器。选择同相放大器的目的是容易实现输入电阻RI≥10K的要求。同时,采用满幅运放可在降低电源电压时仍能正常放大,取V+=VCC/2=2.5V,要求输入电阻RI大于10K,故取R1==51/2=25.5K,反馈电阻采用电位器R4,取R4=20K,反相端电阻R3取2.4K,则前置放大器的最大增益AV为

AV=1+R4/R3R=1+20/2.4=9.3

调整R4使其增益约为8,则整个功放电压增益从0-32可调。

考虑到前置放大器的最大不失真输出电压的幅值VOM〈2.5V,取VOM=2.0V,则要求输适应症的音频最大幅度VIM<(VOM/AV)=2/8=250MV。超过此幅度则输出会产生削波失真。

驱动电路

电路见附录中所示,将PWM信号整形变换成互补对称的输出驱动信号,用CD40106施密特触发器并联运用以获得较较大的电流输出,送给由晶体三极管组成的互补对称式射极跟随器驱动的输出管,保证了快速驱动。驱动电路晶体三杉管选用2SC8050和2SA8550对管。

H桥互补对称输出电路

对VMOSFET的要求是导通电阻小,开关速度快,开启电压小。因输出功率稍大于1W,属小功率输出可选取用功率相对较小、输入电容较小、容易快速驱动的对管,IRFD120和IRFD9120VMOS对管的参数能够满足上述要求,故采用之。实际电路如附录所示。互补PWM 开关驱动信号交替开启Q5和Q8或Q6和Q7,分别经两个4阶Btuuerworth滤波器后推动喇叭工作。

低通滤波器

本电路采用4阶Butterworth低通滤波器见附录。对滤波器的要求是上限频率20KHZ,

在通滤带内特性基本平坦。

参考文献

结束语

九周的毕业设计已接近结束,这也标志着我的大学时代的结束。这次毕业设计是对于我三年大学学习的一次评估。因此,在这次设计中我始终保持着认真的态度。

我此次设计的题目是“高效率D类音频功率放大器”。按照老师布置的毕业设计时间安排,我依次完成了查找资料、整理资料、设计系统、撰写毕业论文等。在整个毕业设计的过程当中,我们遇到了很多的困难。比如说资料不全,这使得我们经常是有时间但是却不知道到那里去写论文,这也大大的耽误了我们的时间。虽然设计遇到这么多困难。但是,我在设计过程中我学到了很多知识也有很多的感受。从对设计一无所知到能对设计整体过程有所了解。从中我也找到了在设计过程及在设计中遇到问题并一起解决问题的那种快乐。

这次做设计的经历也会使我终身受益,我感受到做论文是要真真正正用心去做的一件事情,是真正的自己学习的过程和研究的过程,没有学习就不可能有研究的能力,没有自己的研究,就不会有所突破,那也就不叫论文了。希望这次的经历能让我在以后学习中激励我继续进步。

由于本人专业水平有限,对新技术的认识和掌握尚不完全够,设计中的缺点、疏误在所难免,真诚希望老师及同学提出批评、指正,本人万分感激!

致谢

在此我还要感谢学校给我们的大力支持,给我们提供了图书馆、多媒体阅览室、电脑机房等良好的设计条件,为我们完成查找资料、上机调试、编写论文打下了坚实的基础。

在此次设计中,我要更诚挚的感谢我的辅导老师赫波老师。作为我此次题目的指导老师,他在自己工作很忙的情况下依然孜孜不倦的为我们讲解论文的写作要领并积极的为我们查找相关资料使我得以顺利完成了此次毕业设计。

老师您辛苦了!

附录:

如何看懂MOSFET规格书

如何看懂MOSFET规格书 作为一个电源方面的工程师、技术人员,相信大家对MOSFET 都不会陌生。在电源论坛中,关于MOSFET 的帖子也应有尽有:MOSFET 结构特点/工作原理、MOSFET 驱动技术、MOSFET 选型、MOSFET 损耗计算等,论坛高手、大侠们都发表过各种牛贴,我也不敢在这些方面再多说些什么了。 工程师们要选用某个型号的 MOSFET,首先要看的就是规格书/datasheet,拿到 MOSFET 的规格书/datasheet 时,我们要怎么去理解那十几页到几十页的内容呢?本帖的目的 就是为了和大家分享一下我对 MOSFET 规格书/datasheet 的理解和一些观点,有什么错误、不当的地方请大家指出,也希望大家分享一下自己的一些看法,大家一起学习。PS: 1. 后续内容中规格书/datasheet 统一称为 datasheet2. 本 帖中有关 MOSFET datasheet 的数据截图来自英飞凌 IPP60R190C6 datasheet1VDSDatasheet 上电气参数第一个就是 V(BR)DSS,即 DS 击穿电压,也就是我们关心的 MOSFET 的耐压 此处V(BR)DSS的最小值是600V,是不是表示设计中只要MOSFET上电压不超过600V MOSFET就能工作在安全状态?

相信很多人的答案是“是!”,曾经我也是这么认为的,但这个正确答案是“不是!” 这个参数是有条件的,这个最小值600V是在Tj=25℃的值,也就是只有在Tj=25℃时,MOSFET上电压不超过600V 才算是工作在安全状态。 MOSFET V(BR)DSS是正温度系数的,其实datasheet上有一张 V(BR)DSS与Tj的关系图(Table 17),如下:要是电源用在寒冷的地方,环境温度低到-40℃甚至更低的话,MOSFET V(BR)DSS值 所以在MOSFET使用中,我们都会保留一定的VDS的电压裕量,其中一点就是为了考虑到低温时MOSFET V(BR)DSS值变小了,另外一点是为了应对各种恶例条件下开关机的VDS电压尖峰。2ID相信大家都知道 MOSFET 最初都是按 xA, xV 的命名方式(比如 20N60~),慢慢的都转变成Rds(on)和电压的命名方式(比如 IPx60R190C6, 190 就是指Rds(on)~).其实从电流到 Rds(on)这种命名方式的转变就表明 ID 和 Rds(on)是有着直接联系的,那么它们之间有什么关系呢?在说明 ID 和 Rds(on)的关系之前,先得跟大家聊聊封装和结温:1). 封装:影响我们选择 MOSFET 的条件有哪些?a) 功耗跟散热性能 -->比如:体积大的封装相比

mosfet

DMOS Application Note AN-D15 The following outline explains how to read and use Supertex MOSFET data sheets. The approach is simple and care has been taken to avoid getting lost in a maze of technical jargon. The VN3205 data sheet was chosen as an example because it has the largest choice of packages. The product nomenclature shown applies only to Supertex proprietary products. Advanced DMOS Technology This enhancement-mode (normally-off) DMOS FET transistors utilize a vertical DMOS structure and Supertex’s well-proven silicon-gate manufacturing process. This combination produces devices with the power handling capabilities of bipolar transistors and with the high input impedance and negative temperature coefficient inherent in MOS devices. Characteristic of all MOS structures, these devices are free from thermal runaway and thermally-induced secondary breakdown. Supertex vertical DMOS FETs are ideally suited to a wide range of switching and amplifying applications where high breakdown voltage, high input impedance, low input capacitance, and fast switching speed are desired. Maximum resistance from drain to source when device is fully turned on Drain to source breakdown voltage & drain to gate breakdown voltage Minimum drain current when device is fully turned on Understanding MOSFET Data BV DSS/R DS(ON)I D(ON) BV DGS(max)(min)SOT-89TO-92Quad P-DIP DIE 50V0.3? 3.0A VN3205N8VN3205N3VN3205N6VN3205ND Order Number / Package Ordering Information This section outlines main features of the product N-Channel Enhancement-Mode Vertical DMOS FETs Device Structure V:Vertical DMOS (discretes & quads) D:Vertical Depletion-Mode DMOS discretes T:Low threshold vertical DMOS discretes L:Lateral DMOS discretes Type of Channel ?N-Channel, or ?P-Channel Design Supertex Family number VN3205 Drain-to-Source Breakdown Voltage divided by 10. 05:50V 11/12/01 Supertex Inc. does not recommend the use of its products in life support applications and will not knowingly sell its products for use in such applications unless it receives an adequate "products liability

MOS管工作原理及芯片汇总

MOS管工作原理及芯片汇总 一:MOS管参数解释 MOS管介绍 在使用MOS管设计开关电源或者马达驱动电路的时候,一般都要考虑MOS的导通电阻,最大电压等,最大电流等因素。 MOSFET管是FET的一种,可以被制造成增强型或耗尽型,P沟道或N沟道共4种类型,一般主要应用的为增强型的NMOS管和增强型的PMOS管,所以通常提到的就是这两种。 这两种增强型MOS管,比较常用的是NMOS。原因是导通电阻小且容易制造。所以开关电源和马达驱动的应用中,一般都用NMOS。 在MOS管内部,漏极和源极之间会寄生一个二极管。这个叫体二极管,在驱动感性负载(如马达),这个二极管很重要,并且只在单个的MOS管中存在此二极管,在集成电路芯片内部通常是没有的。 MOS管的三个管脚之间有寄生电容存在,这不是我们需要的,而是由于制造工艺限制产生的。寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些,但没有办法避免。 MOS管导通特性 导通的意思是作为开关,相当于开关闭合。 NMOS的特性,Vgs大于一定的值就会导通,适合用于源极接地时的情况(低端驱动),只要栅极电压达到一定电压(如4V或10V, 其他电压,看手册)就可以了。PMOS的特性,Vgs小于一定的值就会导通,适合用于源极接VCC时的情况(高端驱动)。但是,虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动,但由于导通电阻大,价格贵,替换种类少等原因,在高端驱动中,通常还是使用NMOS。 MOS开关管损失 不管是NMOS还是PMOS,导通后都有导通电阻存在,因而在DS间流过电流的同时,两端还会有电压,这样电流就会在这个电阻上消耗能量,这部分消耗的能量叫做导通损耗。选择导通电阻小的MOS管会减小导通损耗。现在的小功率M OS管导通电阻一般在几毫欧,几十毫欧左右 MOS在导通和截止的时候,一定不是在瞬间完成的。MOS两端的电压有一个下降的过程,流过的电流有一个上升的过程,在这段时间内,MOS管的损失是电压和电流的乘积,叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多,而且开关频率越快,导通瞬间电压和电流的乘积很大,造成的损失也就很大。降低开关时间,可以减小每次导通时的损失;降低开关频率,可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失。 MOS管驱动 MOS管导通不需要电流,只要GS电压高于一定的值,就可以了。但是,我们还需要速度。

mosfet工作原理

金属-氧化物半导体场效应晶体管,简称金氧半场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET)是一种可以广泛使用在模拟电路与数字电路的场效晶体管(field-effect transistor)。MOSFET依照其"通道"(工作载流子)的极性不同,可分为"N型"与"P型" 的两种类型,通常又称为NMOSFET与PMOSFET,其他简称上包括NMOS、PMOS等。 结构: 典型平面N沟道增强型NMOSFET的剖面图。它用一块P型硅半导体材料作衬底,在其面上扩散了两个N型区,再在上面覆盖一层二氧化硅(SiO2)绝缘层,最后在N区上方用腐蚀的方法做成两个孔,用金属化的方法分别在绝缘层上及两个孔内做成三个电极:G(栅极)、S(源极)及D(漏极),栅极G与漏极D及源极S是绝缘的,D与S之间有两个PN结。一般情况下,衬底与源极在内部连接在一起,这样,相当于D与S之间有一个PN结。 常见的N沟道增强型MOSFET的基本结构图。为了改善某些参数的特性,如提高工作电流、提高工作电压、降低导通电阻、提高开关特性等有不同的结构及工艺,构成所谓VMOS、DMOS、TMOS等结构。虽然有不同的结构,但其工作原理是相同的,这里就不一一介绍了。 工作原理: 要使增强型N沟道MOSFET工作,要在G、S之间加正电压VGS及在D、S之间加正电压VDS,则产生正向工作电流ID。改变

VGS的电压可控制工作电流ID。 若先不接VGS(即VGS=0),在D与S极之间加一正电压VDS,漏极D与衬底之间的PN结处于反向,因此漏源之间不能导电。如果在栅极G与源极S之间加一电压VGS。此时可以将栅极与衬底看作电容器的两个极板,而氧化物绝缘层作为电容器的介质。当加上VGS时,在绝缘层和栅极界面上感应出正电荷,而在绝缘层和P型衬底界面上感应出负电荷。这层感应的负电荷和P型衬底中的多数载流子(空穴)的极性相反,所以称为"反型层",这反型层有可能将漏与源的两N型区连接起来形成导电沟道。当VGS电压太低时,感应出来的负电荷较少,它将被P型衬底中的空穴中和,因此在这种情况时,漏源之间仍然无电流ID。当VGS增加到一定值时,其感应的负电荷把两个分离的N区沟通形成N沟道,这个临界电压称为开启电压(或称阈值电压、门限电压),用符号VT表示(一般规定在ID=10uA时的VGS作为VT)。当VGS继续增大,负电荷增加,导电沟道扩大,电阻降低,ID也随之增加,并且呈较好线性关系,如图3所示。此曲线称为转换特性。因此在一定范围内可以认为,改变VGS来控制漏源之间的电阻,达到控制ID的作用。由于这种结构在VGS=0时,ID=0,称这种MOSFET为增强型。另一类MOSFET,在VGS=0时也有一定的ID(称为IDSS),这种MOSFET称为耗尽型。 耗尽型与增强型主要区别是在制造SiO2绝缘层中有大量的正离子,使在P型衬底的界面上感应出较多的负电荷,即在两个N型

MOSFET选型注意事项及应用实例

MOSFET选型注意事项及应用实例 MOSFET的选型基础MOSFET有两大类型:N沟道和P沟道。在功率系统中,MOSFET可被看成电气开关。当在N沟道MOSFET的栅极和源极间加上正电压时,其开关导通。导通时,电流可经开关从漏极流向源极。漏极和源极之间存在一个内阻,称为导通电阻RDS(ON)。必须清楚MOSFET的栅极是个高阻抗端,因此,总是要在栅极加上一个电压。如果栅极为悬空,器件将不能按设计意图工作,并可能在不恰当的时刻导通或关闭,导致系统产生潜在的功率损耗。当源极和栅极间的电压为零时,开关关闭,而电流停止通过器件。虽然这时器件已经关闭,但仍然有微小电流存在,这称之为漏电流,即IDSS。作为电气系统中的基本部件,工程师如何根据参数做出正确选择呢?本文将讨论如何通过四步来选择正确的MOSFET。1)沟道的选择。为设计选择正确器件的第一步是决定采用N沟道还是P沟道MOSFET。在典型的功率应用中,当一个MOSFET接地,而负载连接到干线电压上时,该MOSFET就构成了低压侧开关。在低压侧开关中,应采用N 沟道MOSFET,这是出于对关闭或导通器件所需电压的考虑。当MOSFET连接到总线及负载接地时,就要用高压侧开关。通常会在这个拓扑中采用P沟道MOSFET,这也是出于对电压驱动的考虑。 2)电压和电流的选择。额定电压越大,器件的成本就越高。根据实践经验,额定电压应当大于干线电压或总线电压。这样才能提供足够的保护,使MOSFET不会失效。就选择MOSFET而言,必须确定漏极至源极间可能承受的最大电压,即最大VDS。设计工程师需要考虑的其他安全因素包括由开关电子设备(如电机或变压器)诱发的电压瞬变。不同应用的额定电压也有所不同;通常,便携式设备为20V、FPGA电源为20~30V、85~220V AC 应用为450~600V。在连续导通模式下,MOSFET处于稳态,此时电流连续通过器件。脉冲尖峰是指有大量电涌(或尖峰电流)流过器件。一旦确定了这些条件下的最大电流,只需直接选择能承受这个最大电流的器件便可。3)计算导通损耗。MOSFET器件的功率耗损可由Iload2×RDS(ON)计算,由于导通电阻随温度变化,因此功率耗损也会随之按比例变

详细讲解MOS管工作原理

详细讲解MOSFET管驱动电路 在使用MOS管设计开关电源或者马达驱动电路的时候,大部分人都会考虑MOS的导通电阻,最大电压等,最大电流等,也有很多人仅仅考虑这些因素。这样的电路也许是可以工作的,但并不是优秀的,作为正式的产品设计也是不允许的。 下面是我对MOSFET及MOSFET驱动电路基础的一点总结,其中参考了一些资料,非全部原创。包括MOS管的介绍,特性,驱动以及应用电路。 1,MOS管种类和结构 MOSFET管是FET的一种(另一种是JFET),可以被制造成增强型或耗尽型,P沟道或N沟道共4种类型,但实际应用的只有增强型的N沟道MOS管和增强型的P沟道MOS管,所以通常提到NMOS,或者PMOS指的就是这两种。 至于为什么不使用耗尽型的MOS管,不建议刨根问底。 对于这两种增强型MOS管,比较常用的是NMOS。原因是导通电阻小,且容易制造。所以开关电源和马达驱动的应用中,一般都用NMOS。下面的介绍中,也多以NMOS为主。 MOS管的三个管脚之间有寄生电容存在,这不是我们需要的,而是由于制造工艺限制产生的。寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些,但没有办法避免,后边再详细介绍。 在MOS管原理图上可以看到,漏极和源极之间有一个寄生二极管。这个叫体二极管,在驱动感性负载(如马达),这个二极管很重要。顺便说一句,体二极管只在单个的MOS管中存在,在集成电路芯片内部通常是没有的。 2,MOS管导通特性 导通的意思是作为开关,相当于开关闭合。

NMOS的特性,Vgs大于一定的值就会导通,适合用于源极接地时的情况(低端驱动),只要栅极电压达到4V或10V就可以了。 PMOS的特性,Vgs小于一定的值就会导通,适合用于源极接VCC 时的情况(高端驱动)。但是,虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动,但由于导通电阻大,价格贵,替换种类少等原因,在高端驱动中,通常还是使用NMOS。 3,MOS开关管损失 不管是NMOS还是PMOS,导通后都有导通电阻存在,这样电流就会在这个电阻上消耗能量,这部分消耗的能量叫做导通损耗。选择导通电阻小的MOS管会减小导通损耗。现在的小功率MOS管导通电阻一般在几十毫欧左右,几毫欧的也有。 MOS在导通和截止的时候,一定不是在瞬间完成的。MOS两端的电压有一个下降的过程,流过的电流有一个上升的过程,在这段时间内,MOS管的损失是电压和电流的乘积,叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多,而且开关频率越快,损失也越大。 导通瞬间电压和电流的乘积很大,造成的损失也就很大。缩短开关时间,可以减小每次导通时的损失;降低开关频率,可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失。 4,MOS管驱动 跟双极性晶体管相比,一般认为使MOS管导通不需要电流,只要GS电压高于一定的值,就可以了。这个很容易做到,但是,我们还需要速度。 在MOS管的结构中可以看到,在GS,GD之间存在寄生电容,而MOS管的驱动,实际上就是对电容的充放电。对电容的充电需要一个电流,因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路,所以瞬间电流会比较大。选择/设计MOS管驱动时第一要注意的是可提供瞬间短路电流的大小。

MOSFET

金属氧化物半导体场效应晶体管 维基百科,自由的百科全书 (重定向自MOSFET) 跳转到:导航, 搜索 汉漢▼ 显示↓ 显微镜下的MOSFET测试用组件。图中有两个栅极的接垫(pads)以及三组源极与漏极的接垫。 金属氧化物半导体场效应晶体管,简称金氧半场效应晶体管 (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET)是一种可以广泛使用在模拟电路与数字电路的场效应晶体管 (field-effect transistor)。MOSFET依照其“通道”的极性不同,可分为n-type与p-type的MOSFET,通常又称为NMOSFET与PMOSFET,其他简称尚包括NMOS FET、PMOS FET、nMOSFET、pMOSFET等。

从目前的角度来看MOSFET的命名,事实上会让人得到错误的印象。因为MOSFET里代表“metal”的第一个字母M,在当下大部分同类的组件里是不存在的。早期MOSFET的栅极(gate electrode)使用金属作为其材料,但随着半导体技术的进步,现代的MOSFET栅极早已用多晶硅取代了金属。 MOSFET在概念上属于“绝缘栅极场效应晶体管”(Insulated-Gate Field Effect Transistor, IGFET)。而IGFET的栅极绝缘层,有可能是其他物质,而非MOSFET使用的氧化层。有些人在提到拥有多晶硅栅极的场效应晶体管组件时比较喜欢用IGFET,但是这些IGFET多半指的是MOSFET。 MOSFET里的氧化层位于其通道上方,依照其操作电压的不同,这层氧化物的厚度仅有数十至数百埃(?)不等,通常材料是二氧化硅(silicon dioxide, SiO2),不过有些新的高级制程已经可以使用如氮氧化硅(silicon oxynitride, SiON)做为氧化层之用。 今日半导体组件的材料通常以硅(silicon)为首选,但是也有些半导体公司发展出使用其他半导体材料的制程,当中最著名的例如IBM 使用硅与锗(germanium)的混合物所发展的硅锗制程 (silicon-germanium process, SiGe process)。而可惜的是很多拥有良好电性的半导体材料,如砷化镓(gallium arsenide, GaAs),因为无法在表面长出品质够好的氧化层,所以无法用来制造MOSFET 组件。

MOSFET选型经验

功率MOSFET选型的几点经验 作者:Hugo Yu 使用功率MOSFET也有两年多时间了,这方面的技术文章看了不少,但实际应用选型方面的文章不是很多。在此,根据学到的理论知识和实际经验,和广大同行一起分享、探讨交流下功率MOSFET的选型。 由于相应理论技术文章有很多介绍MOSFET参数和性能的,这里不作赘述,只对实际选型用图解和简单公式作简单通俗的讲解。另外,这里的功率MOSFET应用选型为功率开关应用,对于功率放大应用不一定适用。不正之处,希望大家不吝指正。 功率MOSFET的分类及优缺点 和小功率MOSFET类似,功率MOSFET也有分为N沟道和P沟道两大类;每个大类又分为增强型和耗尽型两种。虽然耗尽型较之增强型有不少的优势(请查阅资料,不详述),但实际上大部分功率MOSFET都是增强型的。(可能因为实际的制作工艺无法达到理论要求吧,看来理论总是跟实际有差距的,哈哈) MOSFET是电压控制型器件,三极管是电流控制型器件,这里说的优缺点当然是要跟功率三极管(GTR)来做比较的:优点—开关速度快、输入阻抗高、驱动方便等;缺点—难以制成高电压、大电流型器件,这是因为耐压高的功率MOSFET的通态电阻较大的缘故。 言归正传,下面来看看具体如何选型— 功率MOSFET的选型 1. 我的应用该选择哪种类型的MOSFET? 前面说了,实际应用主要使用增强型功率MOSFET,但到底该选择N沟道的还是P沟道的呢?如果你对这个问题有疑问,下面的图和注释会让你一目了然! a) N沟道MOSFET b) P沟道MOSFET 负载(Load)的连接方式决定了所选MOSFET的类型,这是出于对驱动电压的考虑。当负载接地时,采用P沟道MOSFET;当负载连接电源电压时,选择N沟道MOSFET。

MOS管工作原理动画示意图也有N沟道和P沟道两类

MOS管工作原理动画示意图也有N沟道和P沟道两类 绝缘型场效应管的栅极与源极、栅极和漏极之间均采用SiO2绝缘层隔离,因此而得名。又因栅极为金属铝,故又称为MOS管。它的栅极-源极之间的电阻比结型场效应管大得多,可达1010Ω以上,还因为它比结型场效应管温度稳定性好、集成化时温度简单,而广泛应用于大规模和超大规模集成电路中。 与结型场效应管相同,MOS管工作原理动画示意图也有N沟道和P沟道两类,但每一类又分为增强型和耗尽型两种,因此MOS管的四种类型为:N沟道增强型管、N沟道耗尽型管、P沟道增强型管、P沟道耗尽型管。凡栅极-源极电压UGS为零时漏极电流也为零的管子均属于增强型管,凡栅极-源极电压UGS为零时漏极电流不为零的管子均属于耗尽型管。 根据导电方式的不同,MOSFET又分增强型、耗尽型。所谓增强型是指:当VGS=0时管子是呈截止状态,加上正确的VGS后,多数载流子被吸引到栅极,从而“增强”了该区域的载流子,形成导电沟道。 N沟道增强型MOSFET基本上是一种左右对称的拓扑结构,它是在P型半导体上生成一层SiO2 薄膜绝缘层,然后用光刻工艺扩散两个高掺杂的N型区,从N型区引出电极,一个是漏极D,一个是源极S。在源极和漏极之间的绝缘层上镀一层金属铝作为栅极G。当VGS=0 V时,漏源之间相当两个背靠背的二极管,在D、S之间加上电压不会在D、S 间形成电流。 当栅极加有电压时,若0VGS(th)时( VGS(th)称为开启电压),由于此时的栅极电压已经比较强,在靠近栅极下方的P型半导体表层中聚集较多的电子,可以形成沟道,将漏极和源极沟通。如果此时加有漏源电压,就可以形成漏极电流ID。在栅极下方形成的导电沟道中的电子,因与P型半导体的载流子空穴极性相反,故称为反型层。随着VGS的继续增加,ID

mos管选型指导

MOS管选型指导 正确选择MOS管是很重要的一个环节,MOS管选择不好有可能影响到整个电路的效率和成本,了解不同的MOS管部件的细微差别及不同开关电路中的应力能够帮助工程师避免诸多问题,下面我们来学习下MOS管的正确的选择方法。 第一步:选用N沟道还是P沟道 为设计选择正确器件的第一步是决定采用N沟道还是P沟道MOS管。在典型的功率应用中,当一个MOS管接地,而负载连接到干线电压上时,该MOS管就构成了低压侧开关。在低压侧开关中,应采用N沟道MOS管,这是出于对关闭或导通器件所需电压的考虑。当MOS管连接到总线及负载接地时,就要用高压侧开关。通常会在这个拓扑中采用P 沟道MOS管,这也是出于对电压驱动的考虑。 要选择适合应用的器件,必须确定驱动器件所需的电压,以及在设计中最简易执行的方法。下一步是确定所需的额定电压,或者器件所能承受的最大电压。额定电压越大,器件的成本就越高。根据实践经验,额定电压应当大于干线电压或总线电压。这样才能提供足够的保护,使MOS管不会失效。就选择MOS管而言,必须确定漏极至源极间可能承受的最大电压,即最大VDS。知道MOS管能承受的最大电压会随温度而变化这点十分重要。设计人员必须在整个工作温度范围内测试电压的变化范围。额定电压必须有足够的余量覆盖这个变化范围,确保电路不会失效。设计工程师需要考虑的其他安全因素包括由开关电子设备(如

电机或变压器)诱发的电压瞬变。不同应用的额定电压也有所不同;通常,便携式设备为20V、FPGA电源为20~30V、85~220VAC应用为450~600V。 第二步:确定额定电流 第二步是选择MOS管的额定电流。视电路结构而定,该额定电流应是负载在所有情况下能够承受的最大电流。与电压的情况相似,设计人员必须确保所选的MOS管能承受这个额定电流,即使在系统产生尖峰电流时。两个考虑的电流情况是连续模式和脉冲尖峰。在连续导通模式下,MOS管处于稳态,此时电流连续通过器件。脉冲尖峰是指有大量电涌(或尖峰电流)流过器件。一旦确定了这些条件下的最大电流,只需直接选择能承受这个最大电流的器件便可。 选好额定电流后,还必须计算导通损耗。在实际情况下,MOS管并不是理想的器件,因为在导电过程中会有电能损耗,这称之为导通损耗。MOS管在“导通”时就像一个可变电阻,由器件的RDS(ON)所确定,并随温度而显著变化。器件的功率耗损可由Iload2×RDS(ON)计算,由于导通电阻随温度变化,因此功率耗损也会随之按比例变化。对MOS管施加的电压VGS越高,RDS(ON)就会越小;反之RDS(ON)就会越高。对系统设计人员来说,这就是取决于系统电压而需要折中权衡的地方。对便携式设计来说,采用较低的电压比较容易(较为普遍),而对于工业设计,可采用较高的电压。注意RDS(ON)电阻会随着电流轻微上升。关于RDS(ON)电阻的各种电气参数变化可在制造商提供的技术资料表中查到。 技术对器件的特性有着重大影响,因为有些技术在提高最大VDS时往往会使RDS(ON)增大。对于这样的技术,如果打算降低VDS和RDS(ON),那么就得增加晶片尺寸,从而增加与之配套的封装尺寸及相关的开发成本。业界现有好几种试图控制晶片尺寸增加的技术,其中最主要的是沟道和电荷平衡技术。 在沟道技术中,晶片中嵌入了一个深沟,通常是为低电压预留的,用于降低导通电阻RDS(ON)。为了减少最大VDS对RDS(ON)的影响,开发过程中采用了外延生长柱/蚀刻柱工艺。例如,飞兆半导体开发了称为SupeRFET的技术,针对RDS(ON)的降低而增加了额外的制造步骤。这种对RDS(ON)的关注十分重要,因为当标准MOSFET的击穿电压升高时,RDS(ON)会随之呈指数级增加,并且导致晶片尺寸增大。SuperFET工艺将RDS(ON)与晶片尺寸间的指数关系变成了线性关系。这样,SuperFET器件便可在小晶片尺寸,甚至在击穿电压达到600V的情况下,实现理想的低RDS(ON)。结果是晶片尺寸可减小达35%。而对于最终用户来说,这意味着封装尺寸的大幅减小。 第三步:确定热要求 选择MOS管的下一步是计算系统的散热要求。设计人员必须考虑两种不同的情况,即最坏情况和真实情况。建议采用针对最坏情况的计算结果,因为这个结果提供更大的安全余量,能确保系统不会失效。在MOS管的资料表上还有一些需要注意的测量数据;比如封装器件的半导体结与环境之间的热阻,以及最大的结温。

MOSFET基本认识及分类

MOSFET基本认识及分类 来源:电源谷作者:Blash MOSFET 是英文MetalOxide Semicoductor Field Effect Transistor 的缩写,译成中文是“金属氧化物半导体场效应管”。它是由金属、氧化物(SiO2或SiN) 及半导体三种材料制成的器件。按沟道半导体材料的不同,MOSFET 分为N 沟道和P 沟道两种。按导电方式来划分,又可分成耗尽型与增强型。 耗尽型与增强型主要区别是在制造SiO2绝缘层中有大量的带电离子。以P 型耗尽型MOSFET 为例,SiO2绝缘层中有大量的正离子,使在P 型衬底的界面上感应出较多的负电荷,即在两个N 型区中间的P 型硅内形成N 型导电沟道,所以在VGS =0 时,有VDS 作用时也有一定的ID(IDSS) ;当VGS 有电压时( 可以是正电压或负电压) ,改变感应的负电荷数量,从而改变ID 的大小。VP 为ID =0 时的VGS ,称为夹断电压。 MOSFET 的种类与其导通特性如图1 所示: 图1 MOSFET 分类及导通特性 (a) N 沟道耗尽型(b) P 沟道耗尽型(c) N 沟道增强型(d) P 沟道增强型 功率MOSFET(Power MOSFET) 是指它能输出较大的工作电流( 几安到几十安) ,用于功率输出级的器件。直到VMOSFET 工艺出现之后,才能制造出输出功率足够大的场效应管。 VMOS 场效应管(VMOSFET )简称VMOS 管或功率场效应管,其全称为V 型槽MOS 场效应管。它是继MOSFET 之后新发展起来的高效、功率开关器件。它不仅继承了MOS 场效应管输入阻抗高(≥ Ω )、驱动电流小(0.1 μ A 左右),还具有耐压高(最高可耐压1200V )、工作电流大(1.5A ~100A )、跨导线性好、开关速度快等优良特性。因此在电压放大器(电压放大倍数可达数千倍)、功率放大器、开关电源和逆变器中正获得广泛应用。 传统的MOS 场效应管的栅极、源极和漏极大致处于同一水平面的芯片上,其工作电流基本上是沿水平方向流动。VMOS 管则不同,第一,金属栅极采用V 型槽结构;第二,具有垂直导电性。由于漏极是从

mos管的结构和工作原理

在P型衬底上,制作两个高掺杂浓度的N型区,形成源极(Source)和漏极(Drian),另外一个是栅极(Gate).当 Vi=VgsVgs并且在Vds较高的情况下,MOS管工作在 恒流区,随着Vi的升高Id增大,而Vo随这下降。 常用逻辑电平:TTL、CMOS、LVTTL、LVCMOS、ECL(Emitter Coupled Logic)、PECL(Pseudo/Positive Emitter Coupled Logic)、LVDS(Low Voltage Differential Signaling)、GTL(Gunning Transceiver Logic)、BTL(Backplane Transceiver Logic)、ETL(enhanced transceiver logic)、GTLP(Gunning Transceiver Logic Plus);RS232、RS422、RS485(12V,5V,3.3V);TTL和CMOS不可以直接互连,由于TTL是在0.3-3.6V之间,而CMOS则是有在12V的有在5V的。CMOS输出接到TTL是可以直接互连。TTL接到CMOS需要在输出端口加一上拉电阻接到5V或者12V。 cmos的高低电平分别 为:Vih>=0.7VDD,Vil<=0.3VDD;Voh>=0.9VDD,Vol<=0.1VDD. ttl的为:Vih>=2.0v,Vil<=0.8v;Voh>=2.4v,Vol<=0.4v. 用cmos可直接驱动ttl;加上拉电阻后,ttl可驱动cmos. 1、当TTL电路驱动COMS电路时,如果TTL电路输出的高电平低于COMS电路的最低高电平(一般为3.5V),这时就需要在TTL的输出端接上拉电阻,以提高输出高电平的值。 2、OC门电路必须加上拉电阻,以提高输出的搞电平值。

常用mos管(选型)

常用MOS管选型参考如下表所示: IRFU020 50V 15A 42W * * NmOS场效应IRFPG42 1000V 4A 150W * * NmOS场效应IRFPF40 900V 4.7A 150W * * NmOS场效应IRFP9240 200V 12A 150W * * PmOS场效应IRFP9140 100V 19A 150W * * PmOS场效应IRFP460 500V 20A 250W * * NmOS场效应IRFP450 500V 14A 180W * * NmOS场效应IRFP440 500V 8A 150W * * NmOS场效应IRFP353 350V 14A 180W * * NmOS场效应IRFP350 400V 16A 180W * * NmOS场效应IRFP340 400V 10A 150W * * NmOS场效应IRFP250 200V 33A 180W * * NmOS场效应IRFP240 200V 19A 150W * * NmOS场效应IRFP150 100V 40A 180W * * NmOS场效应IRFP140 100V 30A 150W * * NmOS场效应IRFP054 60V 65A 180W * * NmOS场效应IRFI744 400V 4A 32W * * NmOS场效应IRFI730 400V 4A 32W * * NmOS场效应IRFD9120 100V 1A 1W * * NmOS场效应IRFD123 80V 1.1A 1W * * NmOS场效应IRFD120 100V 1.3A 1W * * NmOS场效应IRFD113 60V 0.8A 1W * * NmOS场效应IRFBE30 800V 2.8A 75W * * NmOS场效应IRFBC40 600V 6.2A 125W * * NmOS场效应IRFBC30 600V 3.6A 74W * * NmOS场效应IRFBC20 600V 2.5A 50W * * NmOS场效应IRFS9630 200V 6.5A 75W * * PmOS场效应IRF9630 200V 6.5A 75W * * PmOS场效应IRF9610 200V 1A 20W * * PmOS场效应IRF9541 60V 19A 125W * * PmOS场效应IRF9531 60V 12A 75W * * PmOS场效应IRF9530 100V 12A 75W * * PmOS场效应IRF840 500V 8A 125W * * NmOS场效应IRF830 500V 4.5A 75W * * NmOS场效应IRF740 400V 10A 125W * * NmOS场效应IRF730 400V 5.5A 75W * * NmOS场效应IRF720 400V 3.3A 50W * * NmOS场效应IRF640 200V 18A 125W * * NmOS场效应

N沟道和P沟道MOS管工作原理

MOS/CMOS集成电路简介及N沟道MOS管和P沟道MOS管 在实际项目中,我们基本都用增强型mos管,分为N沟道和P沟道两种。 我们常用的是NMOS,因为其导通电阻小,且容易制造。在MOS管原理图上可以看到,漏极和源极之间有一个寄生二极管。这个叫体二极管,在驱动感性负载(如马达),这个二极管很重要。顺便说一句,体二极管只在单个的MOS管中存在,在集成电路芯片内部通常是没有的。 1.导通特性 NMOS的特性,Vgs大于一定的值就会导通,适合用于源极接地时的情况(低

端驱动),只要栅极电压达到4V或10V就可以了。 PMOS的特性,Vgs小于一定的值就会导通,适合用于源极接VCC时的情况(高端驱动)。但是,虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动,但由于导通电阻大,价格贵,替换种类少等原因,在高端驱动中,通常还是使用NMOS。 2.MOS开关管损失 不管是NMOS还是PMOS,导通后都有导通电阻存在,这样电流就会在这个电阻上消耗能量,这部分消耗的能量叫做导通损耗。选择导通电阻小的MOS管会减小导通损耗。现在的小功率MOS管导通电阻一般在几十毫欧左右,几毫欧的也有。 MOS在导通和截止的时候,一定不是在瞬间完成的。MOS两端的电压有一个下降的过程,流过的电流有一个上升的过程,在这段时间内,MOS管的损失是电压和电流的乘积,叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多,而且开关频率越高,损失也越大。 导通瞬间电压和电流的乘积很大,造成的损失也就很大。缩短开关时间,可以减小每次导通时的损失;降低开关频率,可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失。 3.MOS管驱动 跟双极性晶体管相比,一般认为使MOS管导通不需要电流,只要GS电压高于一定的值,就可以了。这个很容易做到,但是,我们还需要速度。 在MOS管的结构中可以看到,在GS,GD之间存在寄生电容,而MOS管的驱动,实际上就是对电容的充放电。对电容的充电需要一个电流,因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路,所以瞬间电流会比较大。选择/设计MOS管驱动时第一要注意的是可提供瞬间短路电流的大小。 第二注意的是,普遍用于高端驱动的NMOS,导通时需要是栅极电压大于源极

MOSFET工作原理

MOSFET的原意是:MOS(Metal Oxide Semiconductor金属氧化物半导体),FET(Field Effect Transistor场效应晶体管),即以金属层(M)的栅极隔着氧化层(O)利用电场的效应来控制半导体(S)的场效应晶体管。 功率场效应晶体管也分为结型和绝缘栅型,但通常主要指绝缘栅型中的MOS型(Metal Oxide Semiconductor FET),简称功率MOSFET(Power MOSFET)。结型功率场效应晶体管一般称作静电感应晶体管(Static Induction Transistor--SIT)。其特点是用栅极电压来控制漏极电流,驱动电路简单,需要的驱动功率小,开关速度快,工作频率高,热稳定性优于GTR,但其电流容量小,耐压低,一般只适用于功率不超过10kW的电力电子装置。 2.功率MOSFET的结构和工作原理 功率MOSFET的种类:按导电沟道可分为P沟道和N沟道。按栅极电压幅值可分为;耗尽型;当栅极电压为零时漏源极之间就存在导电沟道,增强型;对于N(P)沟道器件,栅极电压大于(小于)零时才存在导电沟道,功率MOSFET主要是N沟道增强型。 2.1.功率MOSFET的结构 功率MOSFET的内部结构和电气符号如图1所示;其导通时只有一种极性的载流子(多子)参与导电,是单极型晶体管。导电 机理与小功率MOS管相同,但结构上有较大区别,小功率MOS管

是横向导电器件,功率MOSFET大都采用垂直导电结构,又称为VMOSFET, (Vertical MOSFET),大大提高了MOSFET器件的耐压和耐电流能力。 按垂直导电结构的差异,又分为利用V型槽实现垂直导电的VVMOSFET和具有垂直导电双扩散MOS结构的VDMOSFET(Vertical Double-diffused MOSFET),本文主要以VDMOS器件为例进行讨论。 功率MOSFET为多元集成结构,如国际整流器公司(International Rectifier)的HEXFET采用了六边形单元;西门子公司(Siemens)的SIPMOSFET采用了正方形单元;摩托罗拉公司(Motorola)的TMOS采用了矩形单元按“品”字形排列。 2.2.功率MOSFET的工作原理 截止:漏源极间加正电源,栅源极间电压为零。P基区与N 漂移区之间形成的PN结J1反偏,漏源极之间无电流流过。

常用MOS管选型参考

常用MOS管选型参考 IRFU02050V15A42W NmOS场效应IRFPG421000V4A150W NmOS场效应IRFPF40900V 4.7A150W NmOS场效应IRFP460500V20A250W NmOS场效应IRFP450500V14A180W NmOS场效应IRFP440500V8A150W NmOS场效应IRFP353350V14A180W NmOS场效应IRFP350400V16A180W NmOS场效应IRFP340400V10A150W NmOS场效应IRFP250200V33A180W NmOS场效应IRFP240200V19A150W NmOS场效应IRFP150100V40A180W NmOS场效应IRFP140100V30A150W NmOS场效应IRFP05460V65A180W NmOS场效应IRFI744400V4A32W NmOS场效应IRFI730400V4A32W NmOS场效应IRFD9120100V1A1W NmOS场效应IRFD12380V 1.1A1W NmOS场效应IRFD120100V 1.3A1W NmOS场效应IRFD11360V0.8A1W NmOS场效应IRFBE30800V 2.8A75W NmOS场效应IRFBC40600V 6.2A125W NmOS场效应IRFBC30600V 3.6A74W NmOS场效应IRFBC20600V 2.5A50W NmOS场效应IRFS9630200V 6.5A75W PmOS场效应IRF9630200V 6.5A75W PmOS场效应IRF9610200V1A20W PmOS场效应IRF954160V19A125W PmOS场效应IRF953160V12A75W PmOS场效应IRF9530100V12A75W PmOS场效应IRF840500V8A125W NmOS场效应IRF830500V 4.5A75W NmOS场效应IRF740400V10A125W NmOS场效应IRF730400V 5.5A75W NmOS场效应IRF720400V 3.3A50W NmOS场效应IRF640200V18A125W NmOS场效应IRF630200V9A75W NmOS场效应IRF610200V 3.3A43W NmOS场效应IRF54180V28A150W NmOS场效应IRF540100V28A150W NmOS场效应IRF530100V14A79W NmOS场效应IRF440500V8A125W NmOS场效应IRF230200V9A79W NmOS场效应IRF130100V14A79W NmOS场效应BUZ20100V12A75W NmOS场效应BUZ11A50V25A75W NmOS场效应BS17060V0.3A0.63W NmOS场效应

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