PD同步整流芯片ZCC6908HV替代MP6908

DESCRIPTION

The ZCC6908HV is a Low-Drop Diode Emulator IC that, combined with an external switch, replaces Schottky diodes in high-efficiency Flyback converters. The chip regulates the forward drop of an external Synchronous Rectifier (SR) MOSFET to about 40mV and switches it off as soon as the voltage becomes negative. ZCC6908HV can generate its own supply voltage for battery charging applications with low output voltage or high side rectification applications. A programmable ringing detection circuitry prevents ZCC6908HV false turn-on during DCM and Quasi-Resonant operations.

ZCC6908HV is available in space saving TSOT23-6 packages.

FEATURES

●Operates in a wide output voltage range down to 0V

●Self-supplying for operation with low output voltage

rectification without an auxiliary winding

● Works with 12V Standard and 5V Logic Level SR MOSFETS

● Compatible with Energy Star, 1W Standby Requirements

● <30ns Fast Turn-off and Turn-on Delay

● <100uA Quiescent Current

● Supports DCM, Quasi-Resonant and CCM Operations

● Supports both High-side and Low-side Rectification

● Power Savings of Up to 1.5W in a Typical Notebook Adapter

● TSOT23-6 Package Available

APPLICATIONS

● Industrial Power Systems

●Distributed Power Systems

●Battery Powered Systems

●Flyback Converters

TYPICAL APPLICATION

PACKAGE REFERENCE

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS

V DD to V SS ........................................................................... –0.3V to +14V

V G to V SS ........................................................................... –0.3V to +14V

V D to Vss.................................................................. .... ..... –1V to + 200V HVC to V SS ................................................................... .... ..–1V to + 80V SLEW to VSS ..................................................................... –0.3V to +6.5V Continuous Power Dissipation (TA = +25°C)

Junction Temperature ....................................................... 150°C

Lead Temperature (Solder) ............................................... 260°C

Storage Temperature ........................................................ –55°C to +150°C

Recommended Operation Conditions

VDD to VSS ........................................................................ 3.6 to 13V Maximum Junction Temp. (TJ) ........................................... +125°C

Thermal Resistance θJA θJC

TSOT23-6 .......................................................................... 220 ....110 °C /W

ELECTRICAL CHARACTERISTICS

VDD=5V. TJ=-40°C~125°C, Min & Max are guaranteed by characterization, typical is tested

PIN FUNCTIONS

BLOCK DIAGRAM

Figure 1—Functional Block Diagram

OPERATION

The ZCC6908HV supports operation in DCM and Quasi-Resonant Flyback converters as well as in CCM mode. The control circuitry controls the gate in forward mode and will turn the gate off when SR MOSFET current drops to zero. Start-up and VDD Generation

HVC is the input for linear regulator which output is VDD. VDD is regulated at 9.5V which supplies ZCC6908HV including VG. Here HVC can be a DC voltage such as VOUT for low side rectification or an AC voltage such as Drain of SR MOSFET. When HVC is above 4.7V, linear regula tor’s maximum charging current is 70mA to charge the external 1uF capacitor at VDD. VDD is regulated to 9.5V when HVC is above 10.5V. Then VDD follows HVC with 0.7V dropout (i.e. VDD=HVC- 0.7V) until HVC drops to 4.7V. Once HVC drops below 4.7V, a 40mA current source from VD will charge up VDD and regulate at 5.2V.

Under-Voltage Lockout (UVLO)

When VDD is increased above 4V, ZCC6908HV goes out of UVLO and is enabled. ZCC6908HV goes into sleep mode and VG keeps at low once VDD drops below 3.6V. Turn-on Phase

While VDS (VD-VSS) falls through 2V, a turn-on timer starts. This turn-on timer can be programmed by external resistor at SLEW pin. If VDS reaches -86mV turn-on threshold from 2V within this time set by the timer, MOSFET will be turned on after a turn-on delay which is around 30ns for ZCC6908HV (as showed in Fig.2). If VDS across -86mV after the timer times off, gate voltage VG is going to stay off. This turn-on timer is to prevent ZCC6908HV from false turn-on due to ringing from DCM and QR operations. TSLEW can be programmed by the following equation:

Turn On Blanking

The control circuitry contains a blanking function. When it pulls the MOSFET on, it makes sure that the on state at least lasts for some time. The turn on blanking time is ~1.97us to prevent accidently turn-off because of ringing, during which the turn off threshold is blanked (as showed in Fig.2) and sink ability is limited at ~2.5mA. However if Vds not only reaches turn-off threshold of 0mV, but also all the way up to 2-3V, VG is pulled low immediately even though ~1.97us minimum on time has not been satisfied.

Conduction Phase

When VDS rises above the forward voltage drop (- 40mV) according to the decrease of switching current, ZCC6908HV will pull down the gate voltage level to make the on resistance of synchronous MOSFET larger to ease the rise of VDS.

Figure 2—Turn on/off Timing Diagram

See Fig.2, with this control scheme, VDS is adjusted to be around -40mV even when the current through the MOSFET is fairly low, this function can make the driver voltage at very low level when synchronous MOSFET is going to be turned off, which boosts the turn off speed.

Turn-off Phase

When VDS rises to trigger the turn off threshold (0mV), the gate voltage is pulled to zero after a very short turn off delay which is 15ns, see Fig.2.

Turn-off Blanking

After gate driver VG is pulled to zero by VDS touching the turn-off threshold (0mV), a turn-off blanking time will be applied during which the gate driver signal is latched off, the turn-off blanking will be removed when VDS voltage rises to above 2V (as showed in Fig.2)

Typical System Implementations

Figure 3— ZCC6908HV in Low-Side Rectification

Fig.3 shows the typical system implementation for the IC power supply derived from output voltage VOUT, which is available in low-side rectification.

Since HVC operating range is from 0V to 180V, ZCC6908HV can support most applications even when VOUT is down to 0V for low-side rectification. When VOUT (HVC) is above 10.5V, VDD will be regulated at 9.5V. VDD follows VOUT (HVC) with 0.7V dropout until VOUT is below 4.7V. Once VOUT drops below 4.7V, another 40mA current source from Drain of SR MOSFET Q1 (VD) is going to charge VDD up and regulate at 5.2V again.

SR MOSFET Selection

The Power MOSFET selection proved to be a tradeoff between RDS(ON) and Qg. To achieve higher efficiency, the MOSFET with smaller RDS(ON) is always preferred, while Qg is usually larger with RDS(ON) smaller, which makes the turn-on/off speed lower and lead to larger power loss including driver loss. For ZCC6908HV, because VDS is adjusted at ~-40mV during the driving period when switching current is fairly small, the MOSFET with too low RDS(ON) is not recommend, because the gate driver will started to be pulled to low when VDS=-ISDxRDS(ON) becomes larger than -40mV, which makes MOSFET’s RDS(ON) no contribution to conduction loss then (conduction loss PCON=-VDSxISD≈ISDx40mV).

Fig.4 shows the typical waveform of QR flyback. Assume 50% duty cycle and the output current is IOUT.

To achieve fairly hig h usage of the MOSFET’s RDS(ON), it is expected that the MOSFET be fully turned on at least 50% of the SR conduction period:

Where VDS is Drain-Source voltage of the MOSFET and Vfwd is the forward voltage threshold of ZCC6908HV, which is ~40mV.

So the MOSFET’s RDS(ON) is recommended to be no lower than ~20/IOUT (mΩ). (For example, for 5A application, the RDS(ON) of the MOSFET is recommended to be no lower than 4mΩ).

Figure 4—Synchronous Rectification typical waveforms in QR Flyback PACKAGE INFORMATION

同步整流技术分享

江苏宏微科技股份有限公司 Power for the Better
同步整流技术及主要拓扑电路
宏微科技市场部
2015-9-16

Contents
? 同步整流电路概述 ? 典型电路及其特点 ? 损耗分析 ? 同步整流电路中常见问题 ? MOSFET选型设计参考
Power for the Better
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? 同步整流技术概述 ? 典型电路及其特点 ? 损耗分析 ? 同步整流电路中常见问题 ? MOSFET选型设计参考
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同步整流技术概述
由于中低压MOSFET具有很小的导通电阻，在有电流通过时产生的电压降很 小，可以替代二极管作为整流器件，可以提高变换器的效率。
diode
MOSFET
MOSFET作整流器时，栅源极间电压必须与被整流电压的相位保持同步关系才 能完成整流功能，故称同步整流技术。 MOSFET是电压控制型开关器件，且没有反向阻断能力，必须在其栅-源之 间加上驱动电压来控制器漏-源极之间的导通和关断。这是同步整流设计的难 点和重点。 根据其控制方式，同步整流的驱动电路分为 ?自驱动方式； ? 独立控制电路他驱方式； ? 部分自驱+部分他驱方式结合；
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同步整流电路

随着现代电子技术向高速度高频率发展的趋势，电源模块的发展趋势必然是朝着更低电压、更大电流的方向发展，电源整流器的开关损耗及导通压降损耗也就成为电源功率损耗的重要因素。而在传统的次级整流电路中，肖特基二极管是低电压、大电流应用的首选。其导通压降基本上都大于0.4V，当电源模块的输出电压随着现代电子技术发展继续降低时，电源模块的效率就低得惊人了，例如在输出电压为3.3V时效率降为80%，1.5V输出时效率不到70%，这时再采用肖特基二极管整流方式就变得不太可能了。 为了提高效率降低损耗，采用同步整流技术已成为低电压、大电流电源模块的一种必然手段。同步整流技术大体上可以分为自驱动（selfdriven）和他驱动（controldriven）两种方式。本文介绍了一种具有预测时间和超低导通电阻（低至2.8mΩ/25℃）的他驱动同步整流技术，既达到了同步整流的目的，降低了开关损耗和导通损耗，又解决了交叉导通问题，使同步整流的效率高达95%，从而使整个电源的效率也高达90%以上。 1SRM4010同步整流模块功能简介 SRM4010是一种高效率他激式同步整流模块，它直接和变压器的次级相连，可提供40A的输出电流，输出电压范围在1∽5V之间。它能够在200∽400kHz 工作频率范围内调整，且整流效率高达95%。如果需要更大的电流，还可以直接并联使用，使设计变得非常简单。 SRM4010模块是一种9脚表面封装器件，模块被封装在一个高强电流接口装置包里，感应系数极低，接线端功能强大，具有大电流低噪声等优异特性。 SRM4010引脚功能及应用方式一览表 引脚号引脚名称引脚功能应用方式 1CTCHCatch功率MOSFET漏极接滤波电感和变压器次级正端 2FWDForward功率MOSFET漏极接变压器次级负端 3SGND外控信号参考地外围控制电路公共地 4REGin内部线性调整器输入可以外接辅助绕组或悬空 5REGout5V基准输出可为次级反馈控制电路提供电压 6PGND同步整流MOSFET功率地Catch和Forward功率MOSFET公共地 7CDLY轻载复位电容端设置变压器轻载时的复位时间 8CPDT同步整流预测时间电容端Catch同步整流管设置预置时间

半桥同步整流设计报告

\ 半桥倍流同步整流电源的设计 摘要：现如今，微处理器要求更低的供电电压，以降低功耗，这就要求供电系 统能提供更大的输出电流，低压大电流技术越发引起人们的广泛关注。本电源系统以对称半桥为主要拓扑，结合倍流整流和同步整流的结构，并且使用MSP430单片机控制和采样显示，实现了5V，15A大电流的供电系统。效率较高，输出纹波小。 关键词：对称半桥，倍流整流，同步整流，SG3525 一、方案论证与比较 1 电源变换拓扑方案论证 方案一：（如下图）此电路为传统的半桥拓扑。由于MOS管只承受一倍电源电压，而不像单端类的承受两倍电源电压，且较之全桥拓扑少了两个昂贵的MOS 管，因此得到很大的应用。但在低压大电流的设计中，输出整流管的损耗无疑会大大降低效率，而且电感的设计也会变得困难，因此不适合大电流的设计。 方案二：传统半桥+同步整流。将上图半桥的输出整流管改为低导通内阻的MOSFET。如此可大大减小输出整流的损耗，提高效率。比较适合大电流的整流方案，但变压器的绕制和电感的设计较麻烦。 方案三：（如下图）半桥倍流同步整流。倍流整流很早就被人提出，它的特点是变压器输出没有中心抽头，这就大大简化了变压器的设计，并且提高了变压器的利用率。而流过变压器和输出电感的电流仅有输出电流的一半，这使得变压器和电感的制作变得简单。并且由波形分析可以知道，输出电流的纹波是互相抵消的。该电路的不足是电路时序有要求，控制稍显复杂。由上分析我们选择方案三。 2 控制方案选择 方案一：由于控制芯片SG3525输出两路互补对称的PWM信号，则可将控制信号做如下设置（如下图）。 将驱动Q1的信号与Q4同步起来，Q2和Q3的信号同步，则可以实现倍流同步整流的时序同步，方案简单易行，但由于SG3525在输出较小占空比时有较大的死区，则输出MOSFET的续流二极管会产生较大的损耗。 方案二：。。。。。反激变换。。。。将SG3525的驱动信号反向后送入输出整流MOS 管，如此可以极大的减少低占空比时的损耗，且仅需一对反向驱动，故选用方案

同步整流技术总结

同步整流总结 1概述 近年来，为了适应微处理器的发展，模块电源的发展呈现两个明显的发展趋势：低 压和快速动态响应，在过去的10年中，模块电源大大改善了分布式供电系统的面貌。即使是在对成本敏感器件如线路卡，单板安装，模块电源也提供了诱人的解决方案。然而，高速处理器持续降低的工作电压需要一个全新的，适应未来的电压方案，尤其考虑到肖特级二极管整流模块不能令人满意的效率。同步整流电路正是为了适应低压输出要求应运而生的。由于一般的肖特基二极管的正向压降为0.3V以上，在低压输出时模块的效率 就不能做的很高，有资料表明采用肖特基二极管的隔离式DC-DC模块电源的效率可以 按照下式进行估算： V out V out (0.1 V out V cu V f) 0.1 V out—原边和控制电路损耗 V cu —印制板的线路损耗 V f —整流管导通压降损耗 我们假设采用0.4V的肖特基整流二极管，印制板的线路损耗为0.1V，则1.8V的模 块最大的估算效率为 72%。这意味着28%的能量被模块内部损耗了。其中由于二极管导通压降造成的损耗占了约15%。随着半导体工艺的发展，低压功率MOS管的的有着越 来越小的通态电阻，越来越低的开关损耗，现在IR公司最新的技术可以制作30V/2.5m Q的MOS管，在电流为15A时，导通压降为0.0375,比采用肖特基二极管低了一个数量级。所以近年来对同步整流电路的研究已经引起了人们的极大关注。在中大功率低压输出的DC-DC变换器的产品开发中，采用低压功率MOSFET替代肖特基二极管的方案 得到了广泛的认同。今天，采用同步整流技术的ON-BOARD 模块已经广泛应用于通讯 的所有领域。 2同步整流电路的工作原理 图1采用同步整流的正激电路示意图(无复位绕组)

同步整流技术最新

同步整流技术
电源网第20届技术交流会
邹超洋
2012.11

内 容 简 介
?同步整流简介。 ?同步整流的分类。 。 ?同步整流的驱动方式 ?同步整流的 MOSFET

同步整流简介
z 高速超大规模集成电路的尺寸的不断减小，功耗的不断降低，要求
供电电压也越来越低，而输出电流则越来越大。 z 电源本身的高输出电流、低成本、高频化（500kHz～1MHz）高 功率密度、高可靠性、高效率的方向发展。 z 在低电压、大电流输出DC-DC变换器的整流管，其功耗占变换器 全部功耗的50～60％。 z用低导通电阻MOSFET代替常规肖特基整流/续流二极管，可以大大 降低整流部分的功耗，提高变换器的性能，实现电源的高效率，高功 率密度。

同步整流简介
diode
=
MOSFET 代替diode
MOSFET
D
相当于二极管的功能 ?电流从S流向D ?V/I特性,工作于3rd 象限
G S
z 用MOSFET来代替二极管在电路中的整流功能
z 相对于二极管的开关算好极小 g 控制，可以根据系统的需要， z 整流的时序受到MOSFET的Vgs 把整流的损耗做到最小

同步整流简介
? 例如：一个5V?30A输出的电源
Diode
Vf=0.45V Ploss=0.45*30=13.5W Ploss/Po=13.5/45=30% /Po=13 5/45=30% Rdson=1.2m? Ploss=0.0012*30 0 0012*302=1.08W 1 08W Ploss/Po=1.08/45=2.4%
Mosfet
MBR8040(R)
SC010N04LS

同步整流电路分析

同步整流电路分析作者gyf2000 日期2007-4-22 20:21:00 一、传统二极管整流电路面临的问题 近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。 开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。 举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。 二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

100V 同步整流芯片ZCC6709C

快速关断智能型整流器概述 ZCC6709C是一个模拟低压降二极管集成电路，内置一个MOS开关管，取代在高效率反激电压转换器中的肖特基二极管。该芯片将外部同步整流器(SR) MOSFET 的正向压降控制在40mV左右，当电压为负时立即将其关闭。在低输出电压电池充电或高边整流的应用中ZCC6709C可以为自己产生供电电压。可编程的振铃检测电路，防止ZCC6709C在DCM和准谐振工作期间的错误开启。 特点 ●可低至0V的宽输出电压范围工作 ●无辅助线圈低输出整流下自供电工作。 ●逻辑电平SR MOSFETS方式工作。 ●符合能源之星1W待机的要求。 ●快速关闭和打开延迟时间。 ●静态电流。 ●支持DCM, Quasi-Resonant 和CCM 工作方式。 ●支持高边和底边整流。 ●典型笔记本适配器中电能节约达1.5W。 ●SOP8封装 应用 ● 工业电力系统。 ●分散电力系统。 ●电池电力系统。 ●反激式电源变换器。

快速关断智能型整流器典型应用 封装形式 极限值 VDD to VSS ........................................................................... –0.3V to +14V VD to Vss .................................................................. .... ..... –1V to + 80V HVC to VSS ................................................................... .... ..–1V to + 80V SLEW to VSS ..................................................................... –0.3V to +6.5V 连续功率损耗(TA = +25°C) 结温................................. ....... ........................ 150°C 引脚温度(焊接) ............................................... 260°C

同步整流电路分析

一、传统二极管整流电路面临的问题 近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。 开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达～，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。 举例说明，目前笔记本电脑普遍采用甚至或的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC ／DC变换器提高效率的瓶颈。 二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路 2、单端自激、隔离式降压同步整流电路 图1 单端降压式同步整流器的基本原理图 基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的

高频4A的同步整流驱动芯片TPS28226

FEATURES DESCRIPTION APPLICATIONS TPS28226 SLUS791–OCTOBER 2007 https://www.sodocs.net/doc/753320938.html, High-Frequency 4-A Sink Synchronous MOSFET Drivers ?Drives Two N-Channel MOSFETs with 14-ns Adaptive Dead Time The TPS28226is a high-speed driver for N-channel complimentary driven power MOSFETs with adaptive ?Gate Drive Voltage:6.8V Up to 8.8V dead-time control.This driver is optimized for use in ?Wide Power System Train Input Voltage:3V variety of high-current one and multi-phase dc-to-dc Up to 27V converters.The TPS28226is a solution that provides ?Wide Input PWM Signals:2.0V up to 13.2-V highly efficient,small size low EMI emmissions.Amplitude The performance is achieved by up to 8.8-V gate ?Capable Drive MOSFETs with ≥40-A Current drive voltage,14-ns adaptive dead-time control,14-ns per Phase propagation delays and high-current 2-A source and 4-A sink drive capability.The 0.4-?impedance for ?High Frequency Operation:14-ns Propagation the lower gate driver holds the gate of power Delay and 10-ns Rise/Fall Time Allow F SW -2 MOSFET below its threshold and ensures no MHz shoot-through current at high dV/dt phase node ?Capable Propagate <30-ns Input PWM Pulses transitions.The bootstrap capacitor charged by an ?Low-Side Driver Sink On-Resistance (0.4?) internal diode allows use of N-channel MOSFETs in Prevents dV/dT Related Shoot-Through half-bridge configuration.Current The TPS28226features a 3-state PWM input ?3-State PWM Input for Power Stage Shutdown compatible with all multi-phase controllers employing 3-state output feature.As long as the input stays ?Space Saving Enable (input)and Power Good within 3-state window for the 250-ns hold-off time,the (output)Signals on Same Pin driver switches both outputs low.This shutdown ?Thermal Shutdown mode prevents a load from the reversed-?UVLO Protection output-voltage.?Internal Bootstrap Diode The other features include under voltage lockout,?Economical SOIC-8and Thermally Enhanced thermal shutdown and two-way enable/power good 3-mm x 3-mm DFN-8Packages signal.Systems without 3-state featured controllers can use enable/power good input/output to hold both ?High Performance Replacement for Popular outputs low during shutting down. 3-State Input Drivers The TPS28226is offered in an economical SOIC-8 and thermally enhanced low-size Dual Flat No-Lead (DFN-8)packages.The driver is specified in the ?Multi-Phase DC-to-DC Converters with Analog extended temperature range of –40°C to 125°C with or Digital Control the absolute maximum junction temperature 150°C.? Desktop and Server VRMs and EVRDs ? Portable/Notebook Regulators ?Synchronous Rectification for Isolated Power Supplies Please be aware that an important notice concerning availability,standard warranty,and use in critical applications of Texas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet.

同步整流电路分析

同步整流电路分析 一、传统二极管整流电路面临的问题 近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。 开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。 举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。 二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

2、单端自激、隔离式降压同步整流电路 图1 单端降压式同步整流器的基本原理图 基本原理如图1所示，V 1及V 2 为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V 1 导通，V 2 关断， V 1起整流作用；在次级电压的负半周，V 1 关断，V 2 导通，V 2 起到续流作用。同步整流电路的 功率损耗主要包括V 1及V 2 的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时，导通损耗 占主导地位；开关频率高于1MHz时，以栅极驱动损耗为主。 3、半桥他激、倍流式同步整流电路

智能同步整流控制IC IR1167A B

智能同步整流控制IC-IR1166/7A-B 开关电源技朮中，使系统效率提升最明显的是同步整流技朮，应对不同的电路拓朴有不同模式的同步整流控制方法，但至今为止，多数同步整流控制IC 需要从初级侧取同步信号，这给同步整流设计工作带来一定的烦锁。I R公司购买专利技术新开发的I R1166/7A-B则是一款能从电源变压器二次侧检测信号作智能式同步整流的控制IC，它不仅不需要从初级侧传输信号，而且能适应多种电路拓朴，适应定频PWM及变频PWM，因此它的问世及应用是开关电源技朮的又一大进步。 下面我们来介绍其功能，特色及应用，主要特色有： * 适应反激变换器的DCM，CRM及CCM三种模式工作。适应LLC式半桥。 * 最高500KHz工作频率。 * 总计7A(IR1166为4A)的输出驱动及关断峰值电流（2A源出5A漏入）的能力。 * 栅驱动输出电压在10.7V～14.5V。 * 50ns关断比例延迟。 * Vcc电压从11.3V～20V。 * 直接检测MOSFET的源漏电压。 * 符合低于1W的Standby能量之星的要求。 I R1167系在开关电源二次侧专用于驱动同步整流MOSFET的控制IC，且

能适应DCM，CCM以及多种电路拓朴。可以工作在定频及变频两种模式，也能用于不对称半桥电路的同步整流。是一款优秀的作品，其共有8（PIN）个端子，功能如下： 1PIN VCC IC供电端，内部有欠压锁定及过压关断保护。在V CC电压低于11.3V时关断，高于20V时关闭，为防止噪声干扰，必须加一支足够的旁路电容。要紧靠IC。 2PIN OVT偏置电压调整，OVT端用于调节关断阈值VTH1的偏移量。此端可选择接到GND，或接到Vcc，或令其浮动，共三种输入偏置调整。此特色可以应对不同水平的MOSFET的RDSON。 3PIN MOT最小导通时间，MOT调节端控制最小导通时间的总量，一旦VTH2穿过第一时间，即给出栅驱动信号，令整流MOSFET导通，因为虚假信号及振荡也会触发输入比较器，所以MOT用于消隐比较器保持MOSFET导通，且维持一个最小时间。 MOT调节范围在200ns到3μs之间，用一支电阻从此端接地即可设定。 4PIN EN使能端，此端用于令IC进入休息，将电压拉到2.5V以下。在休息模式，IC消耗电流总量很小，当然开关功能也被禁止，无法做栅驱动。 5PIN VD漏极电压检测端，用于检测同步整流MOSFET的漏极电压，由于此端电压会比较高，必须小心处理，用合适的方法将其接到漏极，此外在此端不可作滤波或作限流，这会影响IC的性能。 6PIN VS源极电压检测端，用于检测同步整流MOSFET的源极电压，此端

PD同步整流芯片ZCC6908HV替代MP6908

DESCRIPTION The ZCC6908HV is a Low-Drop Diode Emulator IC that, combined with an external switch, replaces Schottky diodes in high-efficiency Flyback converters. The chip regulates the forward drop of an external Synchronous Rectifier (SR) MOSFET to about 40mV and switches it off as soon as the voltage becomes negative. ZCC6908HV can generate its own supply voltage for battery charging applications with low output voltage or high side rectification applications. A programmable ringing detection circuitry prevents ZCC6908HV false turn-on during DCM and Quasi-Resonant operations. ZCC6908HV is available in space saving TSOT23-6 packages. FEATURES ●Operates in a wide output voltage range down to 0V ●Self-supplying for operation with low output voltage rectification without an auxiliary winding ● Works with 12V Standard and 5V Logic Level SR MOSFETS ● Compatible with Energy Star, 1W Standby Requirements ● <30ns Fast Turn-off and Turn-on Delay ● <100uA Quiescent Current ● Supports DCM, Quasi-Resonant and CCM Operations ● Supports both High-side and Low-side Rectification ● Power Savings of Up to 1.5W in a Typical Notebook Adapter ● TSOT23-6 Package Available APPLICATIONS ● Industrial Power Systems ●Distributed Power Systems ●Battery Powered Systems ●Flyback Converters TYPICAL APPLICATION

同步整流技术的发展及应用(上)

同步整流技术的发展及应用（上） 从二十世纪末，由于MOSFET技术大幅度进步，引入开关电源技术中的同步整流技术给开关电源效率的提升带来了巨大的收益。效率提升的百分点从3%~8%，比软开关技术带来的效果要好的多。而且没有多少专利技术的限制。目前使用的同步整流有，自驱动方式的同步整流；辅助绕组控制方式的同步整流；控制IC方式的同步整流。近来已经出现了软开关技术的同步整流方式。这种软开关的含义主要指减少或消除MOSFET的开关损耗，即减少体二极管的导通时间并消除体二极管的反响恢复时间造成的损耗。它首先出现在推挽、全桥电路拓扑中，随之又出现在正激电路拓扑中。软开关方式的同步整流，由于其处理的多为大电流，低电压，所以对效率的提升比初级侧软开关处理的高电压小电流更为有效。为了更精确地控制二次侧同步整流，已有几种PWM控制IC将同步整流控制信号设计在IC内部，用外部元件调节同步整流信号的延迟时间，从而能更准确地做到同步整流的软开关控制。 ?此外功率半导体技术的进步使得MOSFET的导通电阻已经达到低于 2mΩ，开关速度小于20ns。栅驱动电荷小于25nq的先进水平。有些MOSFET的体二极管还做成了快恢复的，这使得DC/DC变换器中只要采用 同步整流技术，初级既使不用软开关技术，效果也已经很不错了。 ?同步整流技术已经成为现代开关电源技术的标志。凡是高水平开关电源，必定有同步整流技术。在使用面上早已不再局限于5V、3.3V、2.5V这些低 输出电压领域，现在上至12V，15V，19V至24V以下输出，几乎都在使用同步整流技术。下面介绍和分析各种同步整流技术的优点、缺点及实现方法。 ?一．自驱动同步整流

智能同步整流控制IC

电子知识 IR1166/7A-B(1)同步整流(50)IC(288) 摘要：IR1166/7A-B则是一款能从电源变压器二次侧检测信号作智能式同步整流的控制IC，它不仅不需要从初级侧传输信号，而且能适应多种电路拓朴，还可应用于定频PWM及变频PWM等方面。文中详细介绍了IR1166/7A-B的主要特点、引脚功能、内部结构及典型应用。 关键词：IR1166/7;开关电源;整流 至今为止，多数同步整流控制IC需要从初级侧取同步信号。IR公司购买专利技术新开发的IR1166/7A-B则是一款能从电源变压器二次侧检测信号作智能式同步整流的控制IC，它不仅不需要从初级侧传输信号，而且能适应多种电路拓朴，适应定频PWM及变频PWM。 1 主要特点 IR1167系在开关电源二次侧专用于驱动同步整流MOSFET的控制IC，且能适应DCM、CCM以及多种电路拓朴。可以工作在定频及变频两种模式，也能用于不对称半桥电路的同步整流，其主要特色有： ◇适应反激变换器的DCM、CRM及CCM三种模式工作，还适用于LLC式半桥。 ◇具有最高500kHz工作频率。 ◇可提供总计7A(IR1166为4A)的输出驱动及关断峰值电流(2A源出5A漏入)的能力。 ◇其栅驱动输出电压在10.7～14.5V。 ◇可提供50ns关断比例延迟。 ◇VCC电压从11.3～20V。

◇可直接检测MOSFET的源漏电压。 ◇符合低于1W的Standby能量之星的要求。 2 引脚功能 IR1166/7A-B共有8(PIN)个端子，其主要引脚功能如下： 1PIN VCC IC供电端，内部有欠压锁定及过压关断保护。在VCC电压低于11.3V时关断，高于20V时关闭，为防止噪声干扰，必须在紧靠IC处加一个足够大的旁路电容。 2PIN OVT偏置电压调整，OVT端用于调节关断阈值VTH1的偏移量。此端可选择接到GND，或接到VCC，或令其浮动，共三种输入偏置调整。此特色可以应对不同水平的MOSFET的RDSON。 3PIN MOT最小导通时间，MOT调节端控制最小导通时间的总量，一旦VTH2穿过第一时间，即给出栅驱动信号，令整流MOSFET导通，因为虚假信号及振荡也会触发输入比较器，所以MOT用于消隐比较器保持MOSFET导通，且维持一个最小时间。MOT调节范围在200ns到3μs之间，与地之间接一支电阻即可实现调节。 4PIN EN使能端，此端可使IC进入休息模式，将电压拉到2.5V以下。在休息模式，IC消耗电流总量很小，当然开关功能也被禁止，无法做栅驱动。 5PIN VD漏极电压检测端，用于检测同步整流MOSFET的漏极电压，由于此端电压会比较高，必须小心处理，用合适的方法将其接到漏极，此外在此端不可作滤波或作限流，这会影响IC的性能。 6PIN VS源极电压检测端，用于检测同步整流MOSFET 的源极电压，此端必须直接接于电源的GMD及IC的(7)PIN，要用Kelvin接法，尽可能靠近MOSFET的源极端子。

同步整流技术的发展及应用

同步整流技术的发展及应用 从二十世纪末，由于MOSFET技术大幅度进步，引入开关电源技术中的同步整流技术给开关电源效率的提升带来了巨大的收益。效率提升的百分点从3%~8%，比软开关技术带来的效果要好的多。而且没有多少专利技术的限制。目前使用的同步整流有，自驱动方式的同步整流；辅助绕组控制方式的同步整流；控制IC方式的同步整流。近来已经出现了软开关技术的同步整流方式。这种软开关的含义主要指减少或消除MOSFET的开关损耗，即减少体二极管的导通时间并消除体二极管的反响恢复时间造成的损耗。它首先出现在推挽、全桥电路拓扑中，随之又出现在正激电路拓扑中。软开关方式的同步整流，由于其处理的多为大电流，低电压，所以对效率的提升比初级侧软开关处理的高电压小电流更为有效。为了更精确地控制二次侧同步整流，已有几种PWM控制IC将同步整流控制信号设计在IC内部，用外部元件调节同步整流信号的延迟时间，从而能更准确地做到同步整流的软开关控制。 ?此外功率半导体技术的进步使得MOSFET的导通电阻已经达到低于 2mΩ，开关速度小于20ns。栅驱动电荷小于25nq的先进水平。有些MOSFET的体二极管还做成了快恢复的，这使得DC/DC变换器中只要采用 同步整流技术，初级既使不用软开关技术，效果也已经很不错了。 ?同步整流技术已经成为现代开关电源技术的标志。凡是高水平开关电源，必定有同步整流技术。在使用面上早已不再局限于5V、3.3V、2.5V这些低 输出电压领域，现在上至12V，15V，19V至24V以下输出，几乎都在使用同步整流技术。下面介绍和分析各种同步整流技术的优点、缺点及实现方法。 ?一．自驱动同步整流

同步整流芯片SP6002

DESCRIPTION APPLICATIONS The fundamental of SP6002 synchronous rectifier (SR) driver IC is based on our U.S. patented methods that utilize the principle of “prediction” logic circuit. The IC deliberates previous cycle timing to control the SR in present cycle by “predictive” algorithm that makes adjustments to the turn-off time, in order to achieve maximum efficiency and avoid cross-conduction at the same time. It also maintains the MOSFET’s body diode conduction at minimum level. The SP6002 is capable to adapt in almost all existing forward converters with few adjustments considered necessary. ? Servers & workstations ? Storage area network power supplies ? Telecommunication converters ? Embedded systems ? Industrial & commercial systems using high current processors FEATURES PIN CONFIGURATION (SOP-8) PART MARKING ? Offers 4 to 8% efficiency improvement over Schottky Diodes (depend on drive configuration of the SR). ? Drives all logic level Power MOSFET. ? Prediction gate timing control. ? Minimum MOSFET body diode conduction. ? Operating frequency up to 650 KHz. ? Synchronize to transformer secondary voltage waveform.

同步整流技术目前存在问题

同步整流专利面临问题 1、同步整流MOS晶体管在栅极电荷未被及时泄放情况下可双向导通； 2、由于MOSFET晶体管反向导通，滤波电容与滤波电感将谐振，使DC-DC变换器输出产生负压，对输入端的有极性电容和负载造成损伤，甚至使敏感负载发生逻辑错误。 3、死区时间的调整控制。 4、同步整流电路的缺点是，由于功率转换器的次级侧的接地切换操作所导致的切换损失以及电磁波干扰问题。 5、自驱动有源钳位正激变换器，其整流管和续流管在关断的时候，其栅极驱动电压是负值，这可能由于整流管和续流管的反向漏电流而产生额外的损耗，从而造成整体变换器效率的下降；另外整流管和续流管的驱动信号之间同样没有死区时间，整流管及续流管共同导通的现象依然没有解决。 6、因寄生效应而在晶体管开关上所产生的电压尖峰或高频振铃 7、由于MOSFET开通后可以双向导电，区别于二极管，因此对电路的工作带来影响。通常的电压模式的驱动方式由于不检测流过MOSFET的电流，因此，在电路中存在电流反向的可能，其驱动信号也是在电路中变压器、电感或者其他相关点得到的波形，会引起轻载条件下效率低下等其他问题。 8、传统的采用电流互感器的方式，其取样电流消耗的能量在电路中直接消耗，导致驱动电路效率低下。在实际应用中，通常的电流互感器驱动方案需要每个MOSFET带一个电流互感器检测其电流，导致电路成本上升、体积变大。 9、通常自驱动电路采用一个次级辅助绕组来为同步整流管和续流管提供驱动电压，但是，此种驱动方式由于辅助绕组藕合漏感与MOS管的栅极结电容产生振荡，致使驱动波形上升沿和平顶部分振荡，导致驱动损耗增大。 10、在大电流条件下开关电源同步整流电路结构及连接方式存在的连接、散热困难和额外发热等问题。 11、一般用变压器的副边绕组直接驱动MOS管。这时在占空比比较小的情况下，会出现续流的同步MOS管导通不足的问题。负载电流会流过MOS管的体二极管，造成较大的损耗。 12、门极通过辅助MOS管Sa至零电位，而同步整流MOS管的门极导通电压一般比较低(2~3V)，所以容易受到外界千扰，也会造成共态导通的问题。 13、由于场效应管导通之后，电流可以通过该场效应管双向流动如流过负向电流。因负向电流的存在，当空载时开关信号占空比不变，使得空载时损耗增大、效率降低;另外当多个电源并联对负载进行供电时，电源的热拔插或是输出电流的瞬变容易导致电流从一个电源倒灌

倍流整流变换器中同步整流控制驱动研究 开题报告

研究生选题报告 题目：倍流整流变换器中同步整流控制驱动 的研究 学号 姓名 指导教师 院、系、专业电气与电子工程学院 电力电子与电力传动 华中科技大学研究生院制

填表注意事项 一、本表适用于攻读硕士学位研究生选题报告、学术报告，攻 读 博士学位研究生文献综述、选题报告、论文中期进展报告、 学术报告等 二、以上各报告内容及要求由相关院（系、所）做具体要求。 三、以上各报告均须存入研究生个人学籍档案。 四、本表填写要求文句通顺、内容明确、字迹工整。

倍流整流变换器中同步整流控制驱动的研究 一、课题的来源 随着高速超大规模集成电路不断发展，构成这些电路电源系统的关键部件是各种不同技术规格的DC/DC变换器模块。对于其供电电源来说，这些数据处理电路构成一类特殊的负载，工作电压较低、电流较大，各种工作状态相互转换时对应的电流变化率很高。随着集成度的不断提高，越来越多的处理器集成电路将集成在同一个芯片上，因此下一代微处理器的额定工作电流将达到50A-1OOA，甚至更高，要求微处理器有严格的功率管理措施。所有这些对微处理器这类典型负载的供电电源提出了更高的要求。 针对特殊电路的要求，电压调节器模块必须提供经过严格调整的低压和大电流输出，具有快速的动态响应。从美国开关电源市场来看，跟随着计算机通讯设备迅速、持续稳定的增长及新的网络产品市场的迅速增长，未来的开关电源市场是非常乐观的，对中小功率变换器的需求更是呈现迅速上升趋势。据权威市场专家预测:在今后五年内，小功率DC/DC变换器的主要发展趋势是:为了适应超高频CPU芯片的迅速发展，DC/DC变换器向低输出电压(最低可低到1.2V),高输出电流、低成本、高频化(400-500KHz)、高功率密度、高可靠性(MTBF >10000)、高效率、快速动态响应的方向发展。 模块电源主要分为DC/DC、AC/DC和DC/AC三种，其中DC/DC模块占据了90％的市场份额。随着通信系统对电源产品的要求越来越高，DC/DC模块电源技术正发生着巨大的变化，朝着低电压大电流方向发展。电压最低小于0.8V，负载电流最高大于100A。为了获得更高的效率，同步整流技术在这些DC/DC模块电源中的作用越来越重要，应用也越来越广泛。