全差分运算放大器设计

全差分运算放大器设计

岳生生（200403020126）

一、设计指标

以上华0.6um CMOS 工艺设计一个全差分运算放大器，设计指标如下：

?直流增益：>80dB

?单位增益带宽：>50MHz

?负载电容：＝5pF

?相位裕量：>60度

?增益裕量：>12dB

?差分压摆率：>200V/us

?共模电压：2.5V (VDD=5V)

?差分输入摆幅：>±4V

二、运放结构选择

运算放大器的结构重要有三种：（a ）简单两级运放，two-stage 。如图2所示；（b ）折叠共源共栅，folded-cascode 。如图3所示；（c ）共源共栅，telescopic 。如图1的前级所示。本次设计的运算放大器的设计指标要求差分输出幅度为±4V ，即输出端的所有NMOS 管的,DSAT N

V 之和小于0.5V ，输出端的所有PMOS

管的,DSAT P

V

之和也必须小于0.5V 。对于单级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该

要求，因此我们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的输入级，最后选择如图1所示的运放结构。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，我们用Miller 补偿或Cascode 补偿技术来进行零极点补偿。

三、性能指标分析

1、 差分直流增益 (Adm>80db)

该运算放大器存在两级：（1）、Cascode 级增大直流增益（M1-M8）;（2）、共源放大器（M9-M12） 第一级增益 1

3

5

11

1357

113

51

3

57

5

3

()m m m

o o o

o o

m m m m

o o o

o

m m g g g

g g

g

G

A R r r

r r

g g r r r r

=-=-=-+

第二级增益

9

2

2

9112

9

9

11

()m o o o m m o o g g

G

A

R

r r g

g

=-=-=-

+

整个运算放大器的增益：

4

1

3

5

9

1

2

1

3

5

7

5

3

9

11

(80)10m m m

m

overall

o o o o m m o o dB g g g g A

A A

g g g g

r r r r =

=

≥++

2、 差分压摆率 （>200V/us ）

转换速率（slew rate ）是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。 定义转换速率SR ：

1）、输入级： m ax

1m ax

|

2|

C c out

D S C

C

d SR dt

I v I C

C

=

=

=

单位增益带宽1m u C

g C

ω=

，可以得到1m C

u

g

C

ω

=

所以 1111

11

1

2222D S D S D S u

u

eff u

D S C

m eff SR I I I V

g

I C

V

ωωω

=

=

=

=

其中

1

eff GS

th

V

V

V

=-

=

因此提高两级运算放大器转换速率的可以尽可能增大管子M1的有效电压1

eff V 。

2）、输出级：m ax

9m ax

|

2|

C c out

D S C

C

L

d SR dt

I v I C

C C

=

=

=

+

该运算放大器的转换速率139

m in ,2D S D S C C L SR I I C C C ???

?

=??+????

3、 静态功耗：该运放没有功耗指标，这里我们以15mW 为例简单分析。

运放的静态功耗()()9

10

13

static DS DS DS dd

ss

V

V

P I

I

I

=

-+

+

静态功耗确定了整个电路的静态电流最大值：15350static

DC

dd

ss

mw mA V V

P I

V

V

=

=

≈--

我们将该电流分配到电路的不同地方。例如，100ua 给偏置电路，2900ua 归两级放大电路。 4、 相位裕度 >60度，单位增益带宽>40MHz

假设运放只有两个极点P1、P2。（实际上，会有更多的极点，同时还会在右半平面或者左半平面的零点）。

由于密勒补偿电容Cc 的存在， P1和P2将会分开很远。假设1

2

p p ω

ω

，这样在单位增益带

宽频率u ω处第一极点引入-90度相移，整个相位裕度是60度。所以第二极点在单位增益带宽频率处的相移为-30度。

222

1

2

1

60,90,

18030

tan 300.577 1.73,2

p p u p u

u

PM PM ??

?ωωω

ω

ω

ω

≥≈=--≤≤=?

≥

取

＝

另外，主极点2

3

5

7

1

3

5

7

3

5

5

3

9

011

95

3

9

9

011

()()

(1)o o o o o o o m m m m o p C

m m m m C

o g g g g g

g g

g g

g

r r

r r g

g g g C

C g g

ω

+

+

?

?

+

+o1

＋

，

开环增益

1

3

5

9

1

3

5

7

5

3

9

11

m m m m o

o o o o m m o o g g g g A

g g g g

r r r r =

++

1

10

m u

p C

g A C

ω

ω

=

=

为得到高的单位增益带宽，应该使非主极点

2

p

最大化。

5、 共模负反馈：CMFB

对于全差分运放，为了稳定输出共模电压，应加入共模负反馈电路。在设计输出平衡的全差分运算放

大器的时候，必须考虑到以下几点：

? 共模负反馈的开环直流增益要求足够大，最好能够于差分开环直流增益相当； ? 共模负反馈的单位增益带宽也要求足够大，最好接近差分单位增益带宽； ? 为了确保共模负反馈的稳定，一般情况下要求进行共模回路补偿； ? 共模信号监测器要求具有很好的线性特性；

? 共模负反馈与差模信号无关，即使差模信号通路是关断的。

该运算放大采用连续时间方式（Continuous-Time Approach ）来实现共模负反馈功能。如图4所示。

该结构共用了共模放大器和差模放大器的输入级中电流镜及输出负载。这样，一方面降低了功耗；

另一方面保证共模放大器与差模放大器在交流特性上保持一致。因为共模放大器的输出级与差模放大器的输出级可以完全共用，电容补偿电路也一样。只要差模放大器频率特性是稳定的，则共模负反馈也是稳定的。这种共模负反馈电路使得全差分运算放大器可以像单端输出的运算放大器一样设计，而不用考虑共模负反馈电路对全差分放大器的影响。

6、电压偏置电路：宽摆幅电流源（如图5所示）

在共源共栅输入级中需要三个电压偏置，为了使得输入级的动态范围大一些，图中的宽摆幅电流源来产生所需要的三个偏置电压。根据宽摆幅电流源的设计要求，必须满足：

123

561378144

101112

44B B B B B B B B B B B B B W W W L L L W W W W W W W L L L L L L L W W W L L L ??????

== ? ? ?

????????????????????

====== ? ? ? ? ? ? ?????????????????????

== ? ? ?

??????

7、 Miller 补偿电阻

电阻Rc 可以单独用来控制零点的位置，主要有以下几种方法： I 、 将零点搬移到无穷远处，消除零点，Rc 必须等于91/m g 。 II 、 把零点从右半平面移动到左半平面，并且落在第二极点2

p ω

上。这样，输出负载电容引起的极点

就去除了。这样做必须满足以下条件：

2

91

9

11

(

)m z p L

C

C

m g

C

C

R g

ωω=→

=-

-

得到电阻值为9

1

(

1)L C C

m C R g

C

=

+

III 、 把零点从右半平面移动到左半平面，并且使其稍微大于单位增益带宽频率u ω。比如超过20％

1.2z

u ω

ω>

因为

2

19

1

1

,m C

p u

u

C

C

L

m g

R

g

C

C R ω

ω

ω→

≈

=-

并且

得到电阻值为1

1

1.2C m R g

≈

四、手工计算

在0.6um 工艺库文件中得到工艺参数：

2

2

,,119/,51.7/,0.73, 1.02ox

ox

TH N

TH P

n

p

A V A V V V C

C

V

V

μμμμ

====-

1、 确定Miller 补偿电容

为了保证相位裕量有60度，我们要求第二极点2

p ω

和零点z ω满足以下两个条件：

91912

10,210

,

2

m m m m z

u p u

c

c

L

c

g

g g g C

C

C

C

ω

ωω

ω

≥≥→

≥≥

则，0.20.251C

L

pF pF C

C

≥=?=.这里，我们取Cc ＝2PF 。

2、 确定两级放大器中的工作电流

共模负反馈的输入端电流与差模输入端相同，因此输入级的工作电流

()1

222

100/2133.3333

D S C SR V us pf uA C I

??=?=?= ???

由于有一些寄生电容，预留一些余量，我们取1

200D S uA I =，则,14

,13

400DS DS uA I

I

=

=。

输出级工作电流为，()11

100/88002

D S C

L

C M F B

SR V

us pf uA C

C

C

I

=++=?=。

同样，由于一些寄生电容，预留一些余量取11

900D S uA I =。

3、 计算放大管的跨导m

g

根据全差分Slew Rate 要求，111

1

11

1

31.52

3322D S D S u

D S u

eff u

D S C

m eff SR I I I V

g

I C

V

ωωω

=?

=

=

=

M1管的有效电压，6

1

22200/0.4253

3 6.285010

eff u

SR V us V V

ω

?==

=???

M2管的跨导

1

11

1

222000.9420.425

D S m eff uA m V I

g

V -?=

=

=Ω

()1

2

1

66

21

21

0.94286um 42.9,2um 251.71020010m m W W W W L L L L g

---=

Ω????

????

→==== ? ? ? ?

????????????取＝。

根据第二极点是单位增益带宽的两倍，

912

22

m m u

L

c

g

g p

C

C

ω

=→

=

M9管的跨导

3

1

19

0.942

10

2254.71

2m L

m c

p f m pf

g g

C

C

--?=?

?=?

?=

Ω

()2

1

66

9

9 4.71103.621191090010

m m W L g

---Ω

??

=

→== ???????。 取9

1001W um L um ??= ???，M9管的有效电压9

1

9

9

229000.3824.71D S eff m uA V m I

V g

-?=

=

=Ω

4、 电流源偏置管和Cascode 管的尺寸

假定电流源偏置管M13、M11、M12、M7和M8，和Cascode 管M3-M6的有效电压V eff ＝0.3V ，这样可以计算出所有管子的尺寸参数。

假定13

0.3eff V V

=，则6

13

6

2

13

13

2400101742

51.710

0.3

2DS eff ox

W L p I

C u V

--????

=

=

= ?????

11111112131112

13

13

9

9390391.5,441D S D S W W W W W W um L W L L L L L um L

I I

?? ???????????

??=

=

→===== ? ? ? ? ????????????? ??? M11-M12管子的有效电压，11

12

0.3eff eff V V V

==

假定7

0.3eff V V

=，则6

7

6

2

778

7

2300106056.0,2

11910

0.312D S eff ox

W W W um L L L um n I

C V

μ--????

????

=

=

=== ? ? ????????? 假定5

0.3eff V V

=，则6

5

6

2

5

56

5

2300106056.0,2

11910

0.312D S eff ox

W W W um L L L um n I

C V

μ--????

????

=

=

=== ? ? ????????? 假定3

0.3eff V V

=，则6

3

62

3

34

3

230010

129128.9,51.7100.312

2DS eff ox

W W W um L L L um p I

C V

μ--????

????

=

=

=== ? ? ????????? Cascode 管M3的跨导为，6

1

33

3

2230010

20.3

DS m eff m I

g V

--??=

=

=Ω

5、 Miller 补偿电阻Rc 的确定

我们将零点从右半平面移到左半平面，并且使其为单位增益带宽频率u ω的1.2倍，则

1

18851.2C

m R

g

=

=Ω

6、 偏置电路的管子尺寸

根据所有MOS 的有效电压，我们可以计算出配置电压Vb1－Vb4的值。

()1

,,13

5(10.3) 3.7b dd

th p

ds V V

V

V

V

=-

+=-+=

()()2..1

.3

...1

.1

..3

b 2

2.5(10.318)0.3(10.3) 2.2, 2.1b IN C O M

SG D S IN C O M

TH P

eff SD TH P

eff V V

V

V

V V V

V

V

V

V

V

V

=+-=+

+--

+=++--+=由于衬底效应，取＝

3

..7

.5

0.7320.3 1.33b TH N

DS DS V V V V V

=++=+?=

4..7

0.730.3 1.03b TH N DS V V

V

V

=+=+=

偏置电流Ibias=25uA,计算可以得到MB1-MB12管的尺寸为， 13

594

101112

10um 10um 2.5um 5um 1.25um ,,,2um 1um 1um 1um

1um B B B B B B B B W W W W W L L L L L ---??

????

??

??

==== ? ?

?

?

?

??????????＝， 7、 共模负反馈的管子尺寸

共模反馈放大器输入级与差模放大器输入级相匹配，直流工作电流相同。为了提高增益也采用Cascode

结构，因此管子尺寸为，

1314

15161

171

183

19205160um 140um 86um ,,1um 22um 2um 286um 240um 31um 31um W W W W W W W L L L L L L L W W W W W L L L L L ????????

??

????

== ? ? ? ?

?

? ?

??????????????????????

??= ? ? ? ? ?

??????????＝＝，＝＝＝＝，＝＝＝

8、 开环增益的确定

假设NMOS 管与PMOS 管的λ相等，n p

λλλ

=

=

()()1359

13

57

5

3

911

3

4

21135

9

1

3

9

22

13

11

11

11

13

13

5

3

(80)

16

4410m m m m o

o o o o m m o o m m m m m m m D S D S D S D S D S D S m m dB g g g g

A

g g g g

r r r r g g g

g

g g g

I

I

I

I

g g I I λλλλλ

---=

++=

=

≥++

得到0.088λ≤

五、HSPICE 仿真

1、 配置电路的DC 工作点分析。

部分网表： VDD VDD 0 DC 5

X1 VDD 0 vb1 vb2 vb3 SOURCE_B .SUBCKT SOURCE_B 9 0 vb1 vb2 vb3 MB1 1 1 0 0

CMOSN L=2U W=10U

MB2 2 1 0 0 CMOSN L=2U W=10U MB3 vb2 1 0 0 CMOSN L=2U W=10U MB4 2 2 9 9 CMOSP L=1U W=2.5U MB5 vb1 2 4 4 CMOSP L=1U W=10U MB6 6 2 5 5 CMOSP L=1U W=10U MB7 4 vb1 9 9 CMOSP L=1U W=10U MB8 5 vb1 9 9 CMOSP L=1U W=10U

MB9 vb2 vb2 vb1 vb1 CMOSP L=1U W=10U MB10 6 vb3 7 0

CMOSN L=2U W=10U

MB11 7 6 0 0 CMOSN L=2U W=10U MB12 vb3 vb3 0 0 CMOSN L=2U W=2.5U MB13 vb3 2 8 8 CMOSP L=1U W=10U MB14 8 vb1 9 9 CMOSP L=1U W=10U

Ibias 9 1 dc 25u .ENDS

观察其.lis 如下：

观察到mb11管子处于Linear 区。要使mb11处于饱和区有三种方法： I

、根据：11

eff GS

th

V

V

V

=-

=

在电流不变的情况下，增大11

W L ??

???比，从而减小11

eff V

使管子进入饱和区。但这样破坏了宽摆幅的条

件，因此得不到宽摆幅输出。

II 、其它不变，减小11

D S I

，从而减小11

eff V

使管子进入饱和区。

III 、上面两种方法都是减小11

eff V 使管子进入饱和区的，同样我们可以用增大D S

V

的方法来使管子进入

饱和区。减小12

W L ??

???比，在流过mb12管子的电流不变的情况下，增大了G S

V

,从而提高了mb10管子

的栅极电压。因为流过mb10管子的电流不变，其宽长比也没变，所以10

G S V

不变，从而增大了11

D S V

使管子进入饱和区。本次设计采用减小12W L ?? ???比的方法。取1222W um L um

??= ?

??。 修改后仿真结果如下所示：

2、放大器DC工作点与AC特性分析

根据手工计算的结果，编写输入网表，在输入端为2.5V共模电压的情况下，进行直流工作点的分析，对某些管子进行修改和调整。手工计算和HSPICE仿真的管子尺寸及相关参数如下表1所示。

表1 、管子尺寸、工作电流和有效电压

MB11 5u/1u 26 uA 0.288V 5u/1u 25.5 uA 0.280V MB12 1.25u/1u 26 uA 0.684V 1u/1u 25.45 uA 0.785V 调整后，放大器的功耗为14.8mW。

I、AC特性图，如下图6所示：

图6、AC 特性图

由图6可知：直流增益：80dB；单位增益带宽：74.5MHz；相位裕度：80度；

II、阶跃特性

放大器摆率如下图7所示。

图7、压摆率

由图7知道，放大器的开环压摆率为：236.6V/us。

3、以下是最终的收入网表

Telescopic opamp

.option post=2 numdgt=7 tnom=27

.lib E:\yss133\cmos_emulate\cmos_lib\CSMC_HJ_06UM_CMOS.LIB TT

VDD vdd 0 DC 5

CL1 V op 0 5p

CL2 V on 0 5p

V1 Vcm 0 2.5

V2 Vinn 0 dc 2.5

V3 Vinp 0 dc 2.5 ac 1 *pwl (0 0 10n 0 10.1n 5 100n 5 200n 5 200.1n 0 300n 0 ) X1 VDD vb1 vb2 vb3 SOURCE_B

X2 vdd vb1 vb2 vb3 Vcm V inp V inn V op V on CASCODE_AMP

.SUBCKT SOURCE_B 9 vb1 vb2 vb3

MB1 1 1 0 0 CMOSN L=2U W=10U

MB2 2 1 0 0 CMOSN L=2U W=10U

MB3 vb2 1 0 0 CMOSN L=2U W=10U

MB4 2 2 9 9 CMOSP L=1U W=2.8U

MB5 vb1 2 4 4 CMOSP L=1U W=10U

MB6 6 2 5 5 CMOSP L=1U W=10U

MB7 4 vb1 9 9 CMOSP L=1U W=10U

MB8 5 vb1 9 9 CMOSP L=1U W=10U

MB9 vb2 vb2 vb1 vb1 CMOSP L=1U W=1.3U

MB10 6 vb3 7 0 CMOSN L=1U W=5U

MB11 7 6 0 0 CMOSN L=1U W=5U

MB12 vb3 vb3 0 0 CMOSN L=1U W=1U

MB13 vb3 2 8 8 CMOSP L=1U W=10U

MB14 8 vb1 9 9 CMOSP L=1U W=10U

Ibias 9 1 dc 25u

.ENDS SOURCE_B

.SUBCKT CASCODE_AMP 1 vb1 vb2 vb3 Vcm V inp Vinn V op V on M1 3 V inp 2 2 CMOSP L=3U W=100U

M2 4 V inn 2 2 CMOSP L=3U W=100U

M3 5 vb2 3 3 CMOSP L=1U W=200U

M4 6 vb2 4 4 CMOSP L=1U W=200U

M5 5 vb3 7 0 CMOSN L=1U W=60U

M6 6 vb3 8 0 CMOSN L=1U W=60U

M7 7 vcmfb 0 0 CMOSN L=1U W=60U

M8 8 vcmfb 0 0 CMOSN L=1U W=60U

M9 V op 5 0 0 CMOSN L=1U W=100U

M10 V on 6 0 0 CMOSN L=1U W=100U

M11 V op vb1 1 1 CMOSP L=1U W=260U

M12 V on vb1 1 1 CMOSP L=1U W=260U

M13 2 vb1 1 1 CMOSP L=1U W=160U

M14 10 vb1 1 1 CMOSP L=1U W=160U

M15 3 Vcm 10 10 CMOSP L=3U W=51U

M16 4 Vcm 10 10 CMOSP L=3U W=51U

M17 11 9 10 10 CMOSP L=3U W=100U

M18 vcmfb vb2 11 11 CMOSP L=1U W=133U

M19 vcmfb vb3 13 0 CMOSN L=1U W=40U

M20 13 vcmfb 0 0 CMOSN L=1U W=40U

C1 V op 14 1p

C2 V on 15 1p C3 V op 9 1p C4 V on 9 1p

R1 14 5 2.8k R2 15 6 2.8k R3 9 V op 40k R4 9 V on 40k

.ENDS CASCODE_AMP .OP

.ac dec 100 100 1g .print ac vdb(V op) vp(V op) *.tran 1n 300n *.print tran v(vop) .end

4、 电路仿真调整时，一些问题的解决。

I 、 在整个调试中，我发现telescopic 式放大器的偏置电压很关键，但是发现Vb2手算电压为2.1v ，设计偏置电路时，得到的结果也和2.1v 很接近。但放大器上的Vb2电压却应该比2.1v 小都多才有宜提高直流增益和单位增益带宽，最后调整MB9为W/L=1.3u/1u 使Vb2下降到1.235v 。经过对数据的比较分析得到，对于第一级增益，

1

3

5

1

1

3

5

7

5

3

m m m o o o o m m g g g

A g g r r r r

=-

+，根据公式

()

2

12

D S

G S

TH

ox

W n L C

V V

I

u ??=

- ???

，在_5

D S M W L I

?? ???5

，,不变时，当Vb2下降，M5的源极电压也要下降来维持G S

V 不变，1

D S V

就增大，1

g

o 减小，此时5

g

o 会增大，但1

g

o 减小量比5

g

o 增大量多，

并且573

o o m g

r r 、1

3

5

m m m g

g g

几乎不变。因此增大了1A 值。对于第二级增益，9

29

11

m o o g A g

g

=-

+

，

当Vb2下降时，9

G S V 减小，9D S I

减小，因为9

11

2.5DS DS V V

V

==几乎不变，从而减小了911

g

g

o o 、

，

且9

m g

几乎不变。因此增大了

2

A

值。但是当Vb2并不是无限制地减小，当下降到一定值时（小于1.2v ）

反而减小了总增益。

II 、在调单位增益带宽时，根据式1

11

121.m DS u p C

eff C

g I A C

V C ωω

?? ?=

=

?

??＝，减小1

eff V 可以增大u ω但是

这样会减小压摆率，反而为了提高压摆率，必须尽可能的增大1

eff V

，尽可能地减小M1、M2的栅长

比。经过多次的调试，在进行Miller 补偿电阻设计时，885C R =Ω，此值并不合理，增大C R 的值可以增大u ω，但是同时也会减小相位裕度。在最后调整时取 2.8C k R =Ω，相位裕度为80度。 III 、在调差分压摆率中，1

eff u

SR V

ω

=，要提高SR ，就应尽可能地增大1

eff V

，也就是尽可能地减小

M1、M2的栅长比，本次设计中取1003W W um L L um ????

== ? ?

????12

。 六、总结

本文对全差分放大器的部分性能指标进行了分析，经过手工计算，再通过Hspice 软件进行仿真调试。花费了不少时日，遇到了许多的问题。使我深刻感到“书到用时方恨少”的道理。本次设计中从不明白到明白，从一开始的乱调到后来的知道要达到什么效果应调那一部分，从中学到了许多，也明白了许多。在接下来的学习生活中，我将更加认真地对待。以下是整个运算放大器的部分性能指标： ? 直流增益 ： 80.2dB ? 单位增益带宽 ： 74.5MHz ? 负载电容 ： ＝5pF ? 相位裕量 ： 80度 ? 差分压摆率 ： 236.6V/us ? 共模电压 ： 2.5V (VDD=5V)

参考文献

【1】罗广孝《集成电路设计与仿真》 【2】唐长文，《全差分运算放大器设计》 【3】Allen 《CMOS 模拟集成电路设计》 【4】赵雅兴《Pspice 与电子器件模型》

差分-运放-运算放大器

差分接法:差分放大电路（图3.8a.4）的输入信号是从集成运放的反相和同相输入端引入，如果反馈电阻RF等于输入端电阻R1 ，输出电压为同相输入电压减反相输入电压，这种电路也称作减法电路。 图3.8a.4 差分放大电路 差分放大器 如图所示，通过采用两个输入，该差分放大器产生的输出等于U1和U2之差乘以增益系数

运算放大器的单电源供电方法 大部分运算放大器要求双电源(正负电源)供电，只有少部分运算放大器可以在单电源供电状态下工作，如LM358(双运放)、LM324(四运放)、CA3140(单运放)等。需要说明的是，单电源供电的运算放大器不仅可以在单电源条件下工作，也可在双电源供电状态下工作。例如，LM324可以在、+5～+12V单电源供电状态下工作，也可以在+5～±12V双电源供电状态下工作。 在一些交流信号放大电路中，也可以采用电源偏置电路，将静态直流输出电压降为电源电压的一半，采用单电源工作，但输入和输出信号都需要加交流耦合电容，利用单电源供电的反相放大器如图1(a)所示，其运放输出波形如图1(b)所示。 该电路的增益Avf＝－RF／R1。R2＝R3时，静态直流电压Vo(DC)＝1／2Vcc。耦合电容Cl和C2的值由所需的低频响应和电路的输入阻抗(对于C1)或负载(对于C2)来确定。Cl及C2可由下式来确定：C1＝1000／2πfoRl(μF)；C2＝1000／2πfoRL(μF)，式中，fo是所要求最低输入频率。若R1、RL单位用kΩ，fO用Hz，则求得的C1、C2单位为μF。一般来说，R2＝R3≈2RF。 图2是一种单电源加法运算放大器。该电路输出电压Vo＝一RF(V1／Rl十V2／R2十V3／R3)，若R1＝R2＝R3＝RF，则Vo＝一(V1十V2十V3)。需要说明的是,采用单电源供电是要付出一定代价的。它是个甲类放大器，在无信号输入时，损耗较大。

采用折叠式结构的两级全差分运算放大器的设计

目录 1. 设计指标 (1) 2. 运算放大器主体结构的选择 (1) 3. 共模反馈电路（CMFB）的选择 (1) 4. 运算放大器设计策略 (2) 5. 手工设计过程 (2) 5.1 运算放大器参数的确定 (2) 5.1.1 补偿电容Cc和调零电阻的确定 (2) 5.1.2 确定输入级尾电流I0的大小和M0的宽长比 (3) 5.1.3 确定M1和M2的宽长比 (3) 5.1.4确定M5、M6的宽长比 (3) 5.1.5 确定M7、M8、M9和M10宽长比 (3) 5.1.6 确定M3和M4宽长比 (3) 5.1.7 确定M11、M12、M13和M14的宽长比 (4) 5.1.8 确定偏置电压 (4) 5.2 CMFB参数的确定 (4) 6. HSPICE仿真 (5) 6.1 直流参数仿真 (5) 6.1.1共模输入电压范围（ICMR） (5) 6.1.2 输出电压范围测试 (6) 6.2 交流参数仿真 (6) 6.2.1 开环增益、增益带宽积、相位裕度、增益裕度的仿真 (6) 6.2.2 共模抑制比（CMRR）的仿真 (7) 6.2.3电源抑制比（PSRR）的仿真 (8) 6.2.4输出阻抗仿真 (9) 6.3瞬态参数仿真 (10) 6.3.1 转换速率（SR） (10) 6.3.2 输入正弦信号的仿真 (11) 7. 设计总结 (11) 附录（整体电路的网表文件） (12)

采用折叠式结构的两级全差分运算放大器的设计 1. 设计指标 5000/ 2.5 2.551010/21~22v DD SS L out dias A V V V V V V GB MHz C pF SR V s V V ICMR V P mW μ>==?== >=±=?≤的范围 2. 运算放大器主体结构的选择 图1 折叠式共源共栅两级运算放大器 运算放大器有很多种结构，按照不同的标准有不同的分类。从电路结构来看, 有套筒 式共源共栅、折叠式共源共栅、增益提高式和一般的两级运算放大器等。本设计采用的是如图1所示的折叠式共源共栅两级运算放大器，采用折叠式结构可以获得很高的共模输入电压范围，与套筒式的结构相比，可以获得更大的输出电压摆幅。 由于折叠式共源共栅放大器输出电压增益没有套筒式结构电压增益那么高，因此为了得到更高的增益，本设计采用了两级运放结构，第一级由M0-M10构成折叠式共源共栅结构，第二级由M11-M14构成共源级结构，既可以提高电压的增益，又可以获得比第一级更高的输出电压摆幅。 为了保证运放在闭环状态下能稳定的工作，本设计通过米勒补偿电容Cc 和调零电阻Rz 对运放进行补偿，提高相位裕量！ 另外，本文设计的是全差分运算放大器，与单端输出的运算放大器相比较，可以获得更高的共模抑制比，避免镜像极点及输出电压摆幅。 3. 共模反馈电路（CMFB ）的选择 由于采用的是高增益的全差分结构，输出共模电平对器件的特性和失配相当敏感，而且不能通过差动反馈来达到稳定，因此，必须增加共模反馈电路（CMFB ）来检测两个输出端

全差分运算放大器设计

全差分运算放大器设计 岳生生（200403020126） 一、设计指标 以上华0.6um CMOS 工艺设计一个全差分运算放大器，设计指标如下： ?直流增益：>80dB ?单位增益带宽：>50MHz ?负载电容：＝5pF ?相位裕量：>60度 ?增益裕量：>12dB ?差分压摆率：>200V/us ?共模电压：2.5V (VDD=5V) ?差分输入摆幅：>±4V 二、运放结构选择

运算放大器的结构重要有三种：（a ）简单两级运放，two-stage 。如图2所示；（b ）折叠共源共栅，folded-cascode 。如图3所示；（c ）共源共栅，telescopic 。如图1的前级所示。本次设计的运算放大器的设计指标要求差分输出幅度为±4V ，即输出端的所有NMOS 管的,DSAT N V 之和小于0.5V ，输出端的所有PMOS 管的,DSAT P V 之和也必须小于0.5V 。对于单级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该 要求，因此我们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的输入级，最后选择如图1所示的运放结构。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，我们用Miller 补偿或Cascode 补偿技术来进行零极点补偿。 三、性能指标分析 1、 差分直流增益 (Adm>80db) 该运算放大器存在两级：（1）、Cascode 级增大直流增益（M1-M8）;（2）、共源放大器（M9-M12） 第一级增益 1 3 5 11 1357 113 51 3 57 5 3 ()m m m o o o o o m m m m o o o o m m g g g g g g G A R r r r r g g r r r r =-=-=-+ 第二级增益 9 2 2 9112 9 9 11 ()m o o o m m o o g g G A R r r g g =-=-=- + 整个运算放大器的增益： 4 1 3 5 9 1 2 1 3 5 7 5 3 9 11 (80)10m m m m overall o o o o m m o o dB g g g g A A A g g g g r r r r = = ≥++ 2、 差分压摆率 （>200V/us ） 转换速率（slew rate ）是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。 定义转换速率SR ：

集成运算放大器及其应用

第九章集成运算放大器及其应用（易映萍） 9.1 差分放大电路 9.2互补功率放大电路 9.3 集成运算放大电路 9.4 理想集成运放的线性运用电路 9.5 理想集成运放的非线性运用电路 习题 第九章集成运算放大器及其应用 9.1 差分放大电路 9.1.1 直接耦合多级放大电路的零点漂移现象 工业控制中的很多物理量均为模拟量，如温度、流量、压力、液面和长度等，它们通过不同的传感器转化成的电量也均为变化缓慢的非周期性连续信号，这些信号具有以下两个特点： 1．信号比较微弱，只有通过多级放大才能驱动负载； 2．信号变化缓慢，一般采用直接耦合多级放大电路将其放大。 u＝0）时，人们在试验中发现，在直接耦合的多级放大电路中，即使将输入端短路（即 i u≠0）,这种现象称为零点漂移（简称为零漂），如图输出端还会产生缓慢变化的电压（即 o 9.1所示。 （a）测试电路（b）输出电压u o的漂移 图9.1 零点漂移现象 9.1.2 零漂产生的主要原因 在放大电路中，任何参数的变化，如电源电压的波动、元件的老化以及半导体元器件参数随温度变化而产生的变化，都将产生输出电压的漂移，在阻容耦合放大电路中，耦合电容对这种缓慢变化的漂移电压相当于开路，所以漂移电压将不会传递到下一级电路进一步放

大。但是，在直接耦合的多级放大电路中，前一级产生的漂移电压会和有用的信号（即要求放大的输入信号）一起被送到下一级进一步放大，当漂移电压的大小可以和有用信号相当时，在负载上就无法分辨是有效信号电压还是漂移电压，严重时漂移电压甚至把有效信号电压淹没了，使放大电路无法正常工作。 采用高质量的稳压电源和使用经过老化实验的元件就可以大大减小由此而产生的漂移，所以由温度变化所引起的半导体器件参数的变化是产生零点漂移现象的主要原因，因而也称零点漂移为温度漂移，简称温漂，从某种意义上讲零点漂移就是静态工作点Q点随温度的漂移。 9.1.3抑制温漂的方法 对于直接耦合多级放大电路，如果不采取措施来抑制温度漂移，其它方面的性能再优良，也不能成为实用电路。抑制温漂的方法主要由以下几种： （1）采用稳定静态工作的分压式偏置放大电路中Re的负反馈作用； （2）采用温度补偿的方法，利用热敏元件来抵消放大管的变化； （3）采用特性完全相同的三极管构成“差分放大电路”； 9.1.4 差分放大电路 差分放大电路是构成多级直接耦合放大电路的基本单元电路。直接耦合的多级放大电路的组成框图如图9.2所示。 图9.2 多级放大的组成框图 A倍后传送到负载上，对电路造从上图可知输入级一旦产生了温漂，会经中间级放大 u2 A≈1，对电路造成的成严重的影响，而中间级产生的温漂，由于直接到达功放级而功放的 u 影响跟输入级相比少得多，所以，我们主要应设法抑制输入级产生的温漂，故在直接耦合的多级放大电路中只有输入级常采用差分放大电路的形式来抑制温漂。 9.1.4.1 差分放大电路的组成及结构特点 一．电路组成 差分放大电路如图9.3所示。

差分运算放大器基本知识

一．差分信号的特点： 图1 差分信号 1.差分信号是一对幅度相同，相位相反的信号。差分信号会以一个共模信号 V ocm 为中心，如图1所示。差分信号包含差模信号和公模信号两个部分， 差模与公模的定义分别为：Vdiff=(V out+-V out- )/2，Vocm=(V out+ +V out- )/2。 2.差分信号的摆幅是单端信号的两倍。如图1，绿色表示的是单端信号的摆 幅，而蓝色表示的是差分信号的摆幅。所以在同样电源电压供电条件下，使用差分信号增大了系统的动态范围。 3.差分信号可以抑制共模噪声，提高系统的信噪比。In a differential system, keeping the transport wires as close as possible to one another makes the noise coupled into the conductors appear as a common-mode voltage. Noise that is common to the power supplies will also appear as a common-mode voltage. Since the differential amplifier rejects common-mode voltages, the system is more immune to external noise. 4.差分信号可以抑制偶次谐波，提高系统的总谐波失真性能。 Differential systems provide increased immunity to external noise, reduced even-order harmonics, and twice the dynamic range when compared to signal-ended system. 二．分析差分放大器电路 图2.差分放大器电路分析图

基于跨导运算放大器的基本网络综合方法

基于跨导运算放大器的基本网络综合方法 以常规电压运算放大器作为有源器件的有源RC滤波器存在以下缺点：工作频率不高，包含大量的无源RC网络，难以单片形成；性能参数一旦确定，不能再利用外部电信号进行调节。采用跨导运算放大器作为有源器件的滤波器则电路简单，可以不含电阻，只包含跨导运算放大器和电容，便于单片集成，高频性能好，可以工作在数十兆至百兆级领域；滤波器参数和跨导运算放大器的增益成线性关系，可以通过外部电信号进行调节。 一跨导运放的基本概念及应用原理 1.1 概述 从网络角度看，电子放大器是一种线性受控源，按照控制量、被控制量是电压还是电流进行划分，存在四种受控源，即人们熟知的电压控制电压源（VCVS），电压控制电流源（VCCS）、电流控制电流源（CCCS）和电流控制电压源（CCVS），与之对应的电子放大器也应该有四种类型，即电压型、跨导型、电流型和跨阻型。这四种放大器的关系是各有所长，各有所用，互相补充，形成一个完整的电子放大器家族。 跨导运算放大器（Operational Transconductance Amplifier,简称OTA）是一种电压输入、电流输出的电子放大器，增益称为跨导（gm）。其符号如图1所示。其中VI+、VI-分别为同向与反向输入电压，输入级的MOS晶体管工作在饱和区，为偏置输入电压，为输出电流： 其中。 图1

为跨导运算放大器跨导增益因子，其值由运算放大器的电路结构、CMOS管的几何尺寸和工艺参数决定。理想跨导放大器的条件是输入和输出电阻无穷大。现在已经有跨导放大器的产品，例如CA3060和 LM13600等等。由于跨导放大器内部只有电压-电流变换级和电流传输级，没有电压增益级，因此没有大幅度电压信号和米勒电容增倍效应，高频性能好，大信号下的转换速率也高，同时电路结构简单，电源电压和功率都比较低，这些高性能特点表明，在跨导放大器的电路中，电流模式部分起关键的作用。 跨导运算放大器的本质是线性电压控制电流源，具有下列特点：（1）输入电压控制输出电流，开环增益是跨导，输入级采 用外偏置方式，改变外偏置电流可以实现增益连续调 节。 （2）外偏置端如果加入数字信号可以起选通作用，实现对 主信号通道的开、关状态。 （3）电路结构简单、频率宽、高频性能好，而且可以灵活 的设计多端输入、多端输出电路。这种元件特别适合 于实现全集成连续时间滤波器。 跨导运算放大器分为双极型和MOS型两种，相对于双极型跨导运算放大器而言，CMOS跨导运算放大器的增益值较低，增益可调范围较小，但它的输入阻抗高、功耗低，容易与其他电路结合实现全CMOS集成系统。 跨导运算放大器的应用非常广泛，主要用途可以分为两方面：一方面，在多种线性和非线性模拟电路和系统中进行信号运算和处理；另一方面，在电压信号变量和电流模式信号处理系统之间作为接口电路，将待处理的电压信号变换为电流信号，再送入电流模式系统进行处理。 1.2 CMOS跨导运算放大器 （一）基本型CMOS跨导运算放大器 图2为基本CMOS跨导运算放大器。其中，M1，M2组成基本源耦差分跨导输入级，完成电压-电流变换；M3、M4是基本的电流镜，传输比为1，将外加偏置电流输送到差动输入级作尾电流，并控制其增益值；M5和M6、M7和M8、M9和M10组成3个基本电流镜，对输入级的差动输出电流移位和导向，以便提供推挽式单端输出电流。

全差分套筒式运算放大器设计

全差分套筒式运算放大器设计 1、设计内容 本设计基于经典的全差分套筒式结构设计了一个高增益运算放大器，采用镜像电流源作为偏置。为了获得更大的输出摆幅及差模增益，电路采用了共模反馈及二级放大电路。 本设计所用到的器件均采用SMIC 0.18μm的工艺库。 2、设计要求及工艺参数 本设计要实现的各项指标和相关的工艺参数如表1和表2所示：

3、放大器设计 3.1 全差分套筒式放大器拓扑结构与实际电路 图1 全差分套筒式放大器拓扑结构 图2 最终电路图

3.2 设计过程 在图1中，Mb1和M9组成的恒流源为差放提供恒流源偏置，且M1，M2完全一样，即两管子所有参数均相同。Mb2、M7和M8构成了镜像电流源，M5、M6和M7、M8构成了共源共栅电流源，M1、M2、M3、M4构成了共源共栅结构，可以显著提高输出阻抗，提高放大倍数（把M3的输出阻抗提高至原来的（gm3 + gmb3）ro2倍。但同时降低了输出电压摆幅。为了提高摆幅，控制增益，在套筒式差分放大器输出端增加二级放大。 本设计中功率上限为10mW，可以给一级放大电路分配3mA的电流。设计要求摆幅为3V，所以图1中M1、M3、M5、M9的过驱动电压之和不大于1.8-3/2=0.3V。我们可以平均分配每个管子的过驱动电压。根据漏电计算流公式(1)（考虑沟道长度调制效应），可以计算出每个管子的宽长比。 I D=1 2μn C ox W L (V GS?V TH)2(1+λV DS)(1) 其中，C ox等于ε/t ox，μn和t ox可以从工艺库中查找。 4、仿真结果 经过调试优化之后的仿真结果如以下各图所示： 图3 增益及相位裕度 从图中可以看出，本设计的低频增益达到了74.25dB，达到了预期要求。3dB 带宽为35kHz左右，比较小，可见设计还有改进的余地。 当CL为2pF时，相位裕度： PM=180°+∠βH(ω)=180°?125.5°=54.5° 电源电压为1.8V时，输出摆幅如下图所示，达到了3V。

电流镜负载的差分放大器设计概要

电流镜负载的差分放大器设计 摘要 在对单极放大器与差动放大器的电路中，电流源起一个大电阻的作用，但不消耗过多的电压余度。而且，工作在饱和区的MOS器件可以当作一个电流源。 在模拟电路中，电流源的设计是基于对基准电流的“复制”，前提是已经存在一个精确的电流源可以利用。但是，这一方法可能引起一个无休止的循环。一个相对比较复杂的电路被用来产生一个稳定的基准电流，这个基准电流再被复制，从而得到系统中很多电流源。而电流镜的作用就是精确地复制电流而不受工艺和温度的影响。在典型的电流镜中差动对的尾电流源通过一个NMOS镜像来偏置，负载电流源通过一个PMOS镜像来偏置。电流镜中的所有晶体管通常都采用相同的栅长，以减小由于边缘扩散所产生的误差。而且，短沟器件的阈值电压对沟道长度有一定的依赖性。因此，电流值之比只能通过调节晶体管的宽度来实现。而本题就是利用这一原理来实现的。

一、设计目标（题目） (3) 二、相关背景知识 (4) 1、单个MOSTFET的主要参数包括： (4) 三、设计过程 (5) 1、电路结构 (5) 2、主要电路参数的手工推导 (6) 3、参数验证（手工推导） (7) 四、电路仿真 (7) 1、NMOS特性仿真及参数推导 (7) 2、PMOS特性仿真及参数推导 (10) 3、最小共模输入电压仿真 (12) 4、电流镜负载的差分放大器特性仿真及参数推导 (14) 五、性能指标对比 (18) 六、心得 (18)

一、设计目标（题目） 电流镜负载的差分放大器 设计一款差分放大器，要求满足性能指标： ● 负载电容pF C L 1= ● V VDD 5= ● 对管的m 取4的倍数 ● 低频开环增益>100 ● GBW(增益带宽积)>30MHz ● 输入共模范围>3V ● 功耗、面积尽量小 参考电路图如下图所示 设计步骤： 1、仿真单个MOS 的特性，得到某W/L 下的MOS 管的小信号输出电阻和跨导。 2、根据上述仿真得到的器件特性，推导上述电路中的器件参数。 3、手工推导上述尺寸下的差分级放大器的直流工作点、小信号增益、带宽、输入共模范围。

全差分运算放大器设计

全差分运算放大器设计 岳生生（0126） 一、设计指标 以上华CMOS 工艺设计一个全差分运算放大器，设计指标如下： 直流增益：>80dB 单位增益带宽：>50MHz 负载电容：＝5pF 相位裕量：>60度 增益裕量：>12dB 差分压摆率：>200V/us 共模电压：(VDD=5V) 差分输入摆幅：>±4V 运放结构选择

运算放大器的结构重要有三种：（a ）简单两级运放，two-stage 。如图2所示；（b ）折叠共源共栅，folded-cascode 。如图3所示；（c ）共源共栅，telescopic 。如图1的前级所示。本次设计的运算放大器的设计指标要求差分输出幅度为±4V ，即输出端的所有NMOS 管的 ,DSAT N V 之和小于，输出端的所有PMOS 管的 ,DSAT P V 之和也必须小于。对于单 级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该要求，因此我们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的输入级，最后选择如图1所示的运放结构。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，我们用Miller 补偿或Cascode 补偿技术来进行零极点补偿。 性能指标分析 差分直流增益 (Adm>80db) 该运算放大器存在两级：（1）、Cascode 级增大直流增益（M1-M8）;（2）、共源放大器（M9-M12） 第一级增益 1 3 5 1 1 1 3 5 7 1 1 3 5 1 3 5 7 5 3 ()m m m o o o o o m m m m o o o o m m g g g g g g G A R r r r r g g r r r r =-=-=- +P 第二级增益9 2 2 9 11 2 9 9 11 ()m o o o m m o o g g G A R r r g g =-=-=-+P 整个运算放大器的增益： 4 1 3 5 9 1 2 1 3 5 7 5 3 9 11 (80)10m m m m overall o o o o m m o o dB g g g g A A A g g g g r r r r == ≥++ 差分压摆率 （>200V/us ） 转换速率（slew rate ）是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。 定义转换速率SR ： 1）、输入级： max 1max |2| Cc out DS C C d SR dt I v I C C = = = 单位增益带宽1m u C g C ω= ，可以得到 1m C u g C ω =

差分运放运算放大器

图3.8a.4 差分放大电路 差分放大器 如图所示，通过采用两个输入，该差分放大器产生的输出等于U1和U2之差乘以增益系数 运算放大器的单电源供电方法 大部分运算放大器要求双电源(正负电源)供电，只有少部分运算放大器可以在单电源供电状态下工作，如LM358(双运放)、LM324(四运放)、CA3140(单运放)等。需要说明的是，单电源供电的运算放大器不仅可以在单电源条件下工作，也可在双电源供电状态下工作。例如，LM324可以在、+5～+12V单电源供电状态下工作，也可以在+5～±12V双电源供电状态下工作。 在一些交流信号放大电路中，也可以采用电源偏置电路，将静态直流输出电压降为电源电压的一半，采用单电源工作，但输入和输出信号都需要加交流耦合电容，利用单电源供电的反相放大器如图1(a)所示，其运放输出波形如图1(b)所示。 该电路的增益Avf＝－RF／R1。R2＝R3时，静态直流电压Vo(DC)＝1／2Vcc。耦合电容Cl和C2的值由所需的低频响应和电路的输入阻抗(对于C1)或负载(对于C2)来确定。Cl及C2可由下式来确定：C1＝1000／2πfoRl(μF)；C2＝1000／2πfoRL(μF)，式中，fo是所要求最低输入频率。若R1、RL单位用kΩ，fO用Hz，则求得的C1、C2单位为μF。一般来说，R2＝R3≈2RF。 图2是一种单电源加法运算放大器。该电路输出电压Vo＝一RF(V1／Rl十V2／R2十V3／R3)，若R1＝R2＝R3＝RF，则Vo＝一(V1十V2十V3)。需要说明的是,采用单电源供电是要付出一定代价的。它是个甲类放大器，在无信号输入时，损耗较大。 思考题(1)图3是一种增益为10、输入阻抗为10kΩ、低频响应近似为30Hz、驱动负载为1kΩ的单电源反相放大器电路。该电路的不失真输入电压的峰—峰值是多少呢?(提示：一般运算放大器的典型输入、输

差分放大器设计的实验报告

设计课题 设计一个具有恒流偏置的单端输入-单端输出差分放大器。 学校：延安大学

一： 已知条件 正负电源电压V V V V EE cc 12,12-=-+=+；负载Ω=k R L 20； 输入差模信号mV V id 20=。 二：性能指标要求 差模输入电阻Ω>k R id 10；差模电压增益15≥vd A ；共模抑制 比dB K CMR 50>。 三：方案设计及论证 方案一：

方案二

方案论证： 在放大电路中，任何元件参数的变化，都将产生输出电压的漂移，由温度变化所引起的半导体参数的变化是产生零点漂移的主要原因。采用特性相同的管子使它们产生的温漂相互抵消，故构成差分放大电路。差分放大电路的基本性能是放大差模信号，抑制共模信号好，采用恒流源代替稳流电阻，从而尽可能的提高共模抑制比。 论证方案一：用电阻R6来抑制温漂 ?优点：R6 越大抑制温漂的能力越强； ?缺点：<1>在集成电路中难以制作大电阻； <2> R6的增大也会导致Vee的增大（实际中Vee不

可能随意变化） 论证方案二 优点：（1）引入恒流源来代替R6,理想的恒流源内阻趋于无穷，直流压降不会太高，符合实际情况； （2）电路中恒流源部分增加了两个电位器，其中47R的用来调整电路对称性，10K的用来控制Ic的大小，从而调节静态工作点。 通过分析最终选择方案二。 四：实验工作原理及元器件参数确定 ?静态分析：当输入信号为0时， ?I EQ≈(Vee-U BEQ)/2Re ?I BQ= I EQ /(1+β) ?U CEQ=U CQ-U EQ≈Vcc-I CQ Rc+U BEQ 动态分析 ?已知：R1=R4,R2=R3

全差分运算放大器设计说明

全差分运算放大器设计 岳生生（6） 一、设计指标 以上华0.6um CMOS 工艺设计一个全差分运算放大器，设计指标如下： ?直流增益：>80dB ?单位增益带宽：>50MHz ?负载电容：＝5pF ?相位裕量：>60度 ?增益裕量：>12dB ?差分压摆率：>200V/us ?共模电压：2.5V (VDD=5V) ?差分输入摆幅：>±4V 二、运放结构选择

运算放大器的结构重要有三种：（a ）简单两级运放，two-stage 。如图2所示；（b ）折叠共源共栅，folded-cascode 。如图3所示；（c ）共源共栅，telescopic 。如图1的前级所示。本次设计的运算放大器的设计指标要求差分输出幅度为±4V ，即输出端的所有NMOS 管的,DSAT N V 之和小于0.5V ，输出端的所有PMOS 管的 ,DSAT P V 之和也必须小于0.5V 。对于单级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该 要求，因此我们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的输入级，最后选择如图1所示的运放结构。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，我们用Miller 补偿或Cascode 补偿技术来进行零极点补偿。 三、性能指标分析 1、 差分直流增益 (Adm>80db) 该运算放大器存在两级：（1）、Cascode 级增大直流增益（M1-M8）;（2）、共源放大器（M9-M12） 第一级增益 1 3 5 11135711 3 5 1 3 5 7 5 3 ()m m m o o o o o m m m m o o o o m m g g g g g g G A R r r r r g g r r r r =-=-=- +P 第二级增益 9 2 291129 9 11 ()m o o o m m o o g g G A R r r g g =-=-=- +P 整个运算放大器的增益： 4 1 3 5 9 1 2 1 3 5 7 5 3 9 11 (80)10m m m m overall o o o o m m o o dB g g g g A A A g g g g r r r r == ≥++ 2、 差分压摆率 （>200V/us ） 转换速率（slew rate ）是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。 定义转换速率SR ：

跨导运算放大器及其Spice电路模型的构建

2.1 CMOS模拟集成电路基本单元 2.1.1 MOS场效应管的基本结构 绝缘栅场效应管又叫作MOS场效应管，意为金属-氧化物-半导体场效应管。图2.1为MOS场效应管的结构和电路符号。图中的N型硅衬底是杂质浓度低的N型硅薄片。在它上面再制作两个相距很近的P区，分别引为漏极和源极，而由金属铝构成的栅极则是通过二氧化硅绝缘层与N型衬底及P型区隔离。这也是绝缘栅MOS场效应管名称的由来。因为栅极与其它电极隔离，所以栅极是利用感应电荷的多少来改变导电沟道去控制漏源电流的。MOS场效应管的导电沟道由半导体表面场效应形成。栅极加有负电压，而N型衬底加有正电压。由于铝栅极和N型衬底间电场的作用，使绝缘层下面的N型衬底表面的电子被排斥，而带正电的空穴被吸引到表面上来。于是在N型衬底的表面薄层形成空穴型号的P型层，称为反型层，它把漏源两极的P区连接起来，构成漏源间的导电沟道。沟道的宽窄由电场强弱控制。MOS场效应管的栅极与源极绝缘，基本不存在栅极电流，输入电阻非常高。[20,21] 图2.1MOS场效应管的结构和电路符号 Fig.2.1 Structure and circuit symbol that MOS Field-Effect Transistor 场效应管有P型和N型之分。这里的P型或N型，指的是导电沟道是P型还是N 型，即导电沟道中是空穴导电还是电子导电。因为场效应管中只有一种载流子参加导电，所以又常称为“单极型晶体管”。P型沟道和N型沟道的MOS场效应管又各分为“耗尽型”和“增强型”两种。耗尽型指栅极电压为零时，就存在导电沟道，漏源中间有一定电流。增强型MOS场效应管，则只有在栅极电压大于零的情况下，才存在导电沟道。 2.1.2 MOS场效应管的模型化 MOS管的大信号（直流）特性可以用它的电流方程来描述。以N沟道增强型MOS

全差分放大器设计

对于全差分放大器，一般可以得到更大的swing (由于差分信号)，同时可以实现对共模干扰、噪声以及偶数阶的非线性的抑制；但其需要有两个匹配的反馈网络，以及共模反馈电路 顺便提一下，对于全差分的折叠共源共栅（folded cascode）放大器，需要注意 转换速率（正向与负向）对输入对差分对的尾电流源和cascode电流源的考虑 非主极点的位置–输入对管的drain节点（注意全差分没有镜像极点的问题..），如果考虑PMOS输入的结构，将会折叠到n管的cascode，从而减小此节点阻抗，提高此非主极点的频率；但是P输入结构亦有其问题，如直流增益和cmfb电路的速度（考虑cmfb控制的为cascode的pmos电流源） 关于共模反馈CMFB 从反馈环路来看，共模的稳定问题来源于闭环的共模增益：由于输入差分对的尾电流源的local-feedback，通常共模增益较小，导致运放无法控制其输出共模点；通过CMFB共模反馈电路，可以提高共模反馈环路的增益，以稳定共模信号。 设计CMFB需考虑补偿以减小环路的稳定时间（settling time）和提高稳定性。 从性能上，我们希望共模反馈的单位增益带宽足够大，但由于cmfb的环路相较于差模通路可能有更多高频极点，故此在一定的功耗要求下其UGB一般比较难做的高，有书中提到可以将其设计为差模UGB 的1/3 一般共模反馈的方法是控制放大器的电流源，这里如果是folded-cascode的结构，可以考虑用cmfb控制cascode的电流源而不是输入差分对的电流源—-因其在共模环路中有较少的节点–>更容易补偿等..（另一种考虑是控制尾电流源可能导致共模增益的问题) 另外，对于cmfb控制的尾电流源，常见将尾电流源分为两半，其中之一由cmfb控制，另一半接恒定偏置电流；这种结构的具体分析可见Gray书12.4.2节的内容，简单来说，single-stage的opamp中控制尾电流源的cmfb结构，其UGB主要为gmt/CL, 其中gmt为尾电流源的跨导，这里拆分尾电流源来减半cmc共模控制的部分，这样UGB减小，即缩减带宽来提升共模反馈环路的相位裕度，当然cmfb的增益相应也减小了；另外恒定偏置部分也可帮助共模电压的初始建立，减小cmfb大的扰动。 具体的，共模反馈可以分为连续时间和开关电容两类 连续时间的共模反馈 一般的问题是信号幅度的限制和共模信号干扰，具体的共模反馈的方法： 1.电阻分压resistive-divider （如下左图） 电阻和cm-sense amplifier的输入电容会引入一个极点，可以通过在电阻上并联电容的方法，引入一个左半平面零点，来减小高频极点的影响

采用折叠式共源共栅结构实现高速CMOS全差分运算放大器的设计

采用折叠式共源共栅结构实现高速CMOS全差分运算放 大器的设计 “随着数／模转换器（DAC）、模／数转换器（ADC）的广泛应用，高速运算放大器作为其 部件受到越来越广泛的关注和研究。速度和 是模拟集成电路的2个重要指标，然而速度的提高取决于运放的单位增益带宽及单极点特性并相互制约，而 则与运放的直流增益密切相关。在实际应用中需要针对运放的特点对这2个指标要进行折衷考虑。 1运放结构与选择 根据需要，本文设计运算放大器需要在较低的电压下能有大的转换速率、快的建立时间，同时要折衷考虑增益与频率特性及共模抑制比（CMRR）和电源抑制比（PSRR）等性能。 常见的用于主运放设计的结构大致可分3种：两级式（TwoStage）结构、套简式共源共栅（TelescopicCascode）结构及折叠式共源共栅（FoldCascode）结构。两级式结构的第1级可提供高的直流增益，而第2级提供大的输出摆幅。但由于第2级电流很大，故使得运放功耗大大增加，同时由于级联而多产生一个非主极点，速度及带宽都有所降低，需进行频率补偿，这样不仅增加的设计复杂度还会大大影响运放的速度；套简式共源共栅结构由于只有2条支路，功耗为三者 ，频率特性 ，但由于需要层叠多级管子，导致输出摆幅很低，在低电压工作下很难正常工作，并且输入输出端不能短接；而折叠式共源共栅结构的各参数特性介于前两者之间，增益基本与套简式共源共栅相同而低于两级运放，虽为4条支路，功耗及频率特性均远好于两级运

放，输出摆幅大于套筒式共源共栅结构，输入输出可以短接且输入共模电平更容易选取并可接近电源供给的一端电压。经综合考虑，本设计采用折叠式共源共栅结构作为主运放。 2主运放分析 2．1全差分折叠式共源共栅 全差分运放即指输入和输出都是差分信号的运放，其优点为能提供更低的噪声，较大的输出电压摆幅和共模抑制比，可较好地抑制谐波失真的偶数阶项等。虽然NMOS管中载流子迁移率较大，作为输入器件可达到更高的增益，但付出的代价是折叠点上的极点更低而导致相位裕度下降且噪声更大。综合考虑，本设计采用PMOS管为输入管的共源共栅结构。如图1所示，PMOS管M0为偏置电流源，输入管M1，M2将在M0提供的固定偏置电流作用下，将差分输入电压转化为差分电流，经过共源共栅管M5，M6的作用下再产生差分输出电压Vout1与Vout2。而层叠的PMOS对管M7，M8与M9，M10起到了稳定输出电平与提高增益的作用。

电流镜负载的差分放大器设计

《IC课程设计》报告——模拟部分电流镜负载的差分放大器设计

摘要 在对单极放大器与差动放大器的电路中，电流源起一个大电阻的作用，但不消耗过多的电压余度。而且，工作在包河区的MOS器件可以当作一个电流源。 在模拟电路中，电流源的设计是基于对基准电流的“复制”，前提是已经存在一个精确的电流源可以利用。但是，这一方法可能引起一个无休止的循环。一个相对比较复杂的电路被用来产生一个稳定的基准电流，这个基准电流再被复制，从而得到系统中很多电流源。而电流镜的作用就是精确地复制电流而不收工艺和温度的影响。在典型的电流镜中差动对的尾电流源通过一个NMOS镜像来偏置，负载电流源通过一个PMOS镜像来偏置。电流镜中的所有晶体管通常都采用相同的栅长，以减小由于边缘扩散所产生的误差。而且，短沟器件的阈值电压对沟道长度有一定的依赖性。因此，电流值之比只能通过调节晶体管的宽度来实现。而本题就是利用这一原理来实现的。 目录 1设计目标 (1) 2相关背景知识 (2) 3设计过程 (6) 3.1 电路结构设计 (6) 3.2 主要电路参数的手工推导 (6) 3.3 参数验证（手工推导） (7) 4 电路仿真 (9) 4.1 用于仿真的电路图 (9) NMOS： (9) PMOS (9) 整体电路图 (10) 4.2 仿真网表（注意加上注释） (10) 4.3 仿真波形 (13) 5 讨论 (17) 6 收获和建议 (17) 参考文献 (19)

1设计目标 设计一个电流镜负载的差分放大器，参考电路图如下：

2相关背景知识 据题目所述，电流镜负载的差分放大器的制作为0.35um CMOS 工艺，要求在5v 的电源电压下，负载电容为2pF 时，增益带宽积大于25MHz ，低频开环增益大于100，同时功耗和面积越小表示性能越优。 我们首先根据0.35um CMOS 工艺大致确定单个CMOS 的性能，即在一定值的W/L 下确定MOS 管在小信号模型中的等效输出电阻和栅跨导，然后记下得到的参数并将其带入到整体电路中计算，推导电流镜负载的差分放大器电路中的器件参数，例如，小信号模型的增益、带宽、功耗等，再分析是否满足题目中的各项指标的要求。若不满足，则依据摘要理所说的，调节晶体管的宽度，然后用调整后的参数进行仿真、验证，直到符合要求为止。 相关背景知识： 1. 差分式放大器 差分式放大器是由两个各项参数都相同的三端器件（包括BJT 、FET ）所组成的差分式放大电路，并在两器件下端公共接点处连接一电流源。差分式又分为差模和共模信号：输入电压Vid 为Vi1和Vi2的差成为共模电压；另外，若输入电压Vic 为VI1和Vi2的算术平方根，则称为共模电压。当输入电压是共模形式时，，即在两个输入端各加入相同的信号电压，在差分放大电路中，无论是温度变化，还是电源波动引起的变化，其效果相当于在两个输入端加入了共模信号，两输出端输出的共模电压相同，故双端输出时输出电压为零；当输入电压是差模形式时，即在电路的两个输入端各加一个大小相等、极性相反的信号电压，一管电流将增加，另一管电流则减小，所以在两输出端间有信号电压输出。而差分放大器正是利用共模输入的特点来克服噪声信号和零点漂移的。此题要求用双端差模信号输入，单端输出，相应的计算公式如下： 1. 差模输入电压：12 id i i v v v =- 2. 共模输入电压：() 122 i i ic v v v += 3. 差模输出电压： 12 od o o v v v =- 4. 共模输出电压：12 2 o o oc v v v += 5. 双端输入——单端输出的差模电压增益： 2(2|| v d m d s d s A g r r = 6. 双端输入——单端输出的等效栅跨导：

全差分CMOS运算放大器的设计毕业设计

CMOS运算放大器的设计

毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明 原创性声明 本人郑重承诺：所呈交的毕业设计（论文），是我个人在指导教师的指导下进行的研究工作及取得的成果。尽我所知，除文中特别加以标注和致谢的地方外，不包含其他人或组织已经发表或公布过的研究成果，也不包含我为获得及其它教育机构的学位或学历而使用过的材料。对本研究提供过帮助和做出过贡献的个人或集体，均已在文中作了明确的说明并表示了谢意。 作者签名：日期： 指导教师签名：日期： 使用授权说明 本人完全了解大学关于收集、保存、使用毕业设计（论文）的规定，即：按照学校要求提交毕业设计（论文）的印刷本和电子版本；学校有权保存毕业设计（论文）的印刷本和电子版，并提供目录检索与阅览服务；学校可以采用影印、缩印、数字化或其它复制手段保存论文；在不以赢利为目的前提下，学校可以公布论文的部分或全部内容。 作者签名：日期：

学位论文原创性声明 本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。对本文的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。 作者签名：日期：年月日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。 涉密论文按学校规定处理。 作者签名：日期：年月日 导师签名：日期：年月日

常用运算放大器大全

LFC2 高增益运算放大器 LFC3 中增益运算放大器 LFC4 低功耗运算放大器 LFC54 低功耗运算放大器 LFC75 低功耗运算放大器 F003 通用Ⅱ型运算放大器 F004(5G23) 中增益运算放大器 F005 中增益运算放大器 F006 通用Ⅱ型运算放大器 F007(5G24) 通用Ⅲ型运算放大器F010 低功耗运算放大器 F011 低功耗运算放大器 F1550 射频放大器 F1490 宽频带放大器 F1590 宽频带放大器 F157/A 通用型运算放大器 F253 低功耗运算放大器 F741(F007) 通用Ⅲ型运算放大器F741A 通用型运算放大器 F747 双运算放大器 OP-07 超低失调运算放大器 OP111A 低噪声运算放大器 F4741 通用型四运算放大器 F101A/201A 通用型运算放大器 F301A 通用型运算放大器 F108 通用型运算放大器 F308 通用型运算放大器 F110/210 电压跟随器 F310 电压跟随器 F118/218 高速运算放大器 F441 低功耗JEET输入运算放大器F318 高速运算放大器 F124/224 四运算放大器 F324 四运算放大器 F148 通用型四运算放大器 F248/348 通用型四运算放大器 F158/258 单电源双运算放大器 F358 单电源双运算放大器 F1558 通用型双运算放大器 F4558 双运算放大器 LF791 单块集成功率运算放大器LF4136 高性能四运算放大器 FD37/FD38 运算放大器 FD46 高速运送放大器

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